состоит из двух независимых

Поскольку пакет EWB 3. 0 состоит из двух независимых частей, то схемные файлы аналоговой части имеют расширение имени .са3, а цифровой — .cd3. Эти файлы находятся в каталоге SAMPLES; для простейших цепей, посвященных в основном изучению основ электротехники — в каталоге SIMPLE. Ниже приводится краткое описание схем, находящихся в основном в каталоге SAMPLES, за исключением тех, которые перенесены в аналогичный каталог версии 4.1. В конце описания схемного файла в круглых скобках указаны номера используемых контрольно-измерительных приборов в соответствии с их нумерацией в гл. 3 книги. Схемы этого каталога интересны тем, что содержат серийные микросхемы в виде подсхем, раскрывающих их внутреннюю структуру.

2to4deco.ca3 — схема включения дешифратора 2х4 на логических элементах, выполненных в виде подсхем на биполярных транзисторах.

555-1.саЗ — генератор треугольных и прямоугольных импульсов на ИМС таймера 555 (КР1006ВИ1), представленной в виде подсхемы (2, 3).

555-3.саЗ — мультивибратор на таймере 555 (3).

and-gate-саЗ — трехвходовой логический элемент И, эмулируемый компонентами библиотеки Control.

сотраг.саЗ — компаратор на ОУ (2, 3).

d-kurve.ca3 — измеритель ВАХ полупроводникового диода (2, 3).

diffrtll.ca3 — дифференциальный транзисторный каскад (2, 3).

inverter.ca3 — логический элемент НЕ, эмулируемый компонентами библиотеки Control.

nand-l.ca3 — логический элемент И-НЕ на МОП-транзисторах.

notch.ca3 — заграждающий фильтр на двух ОУ (2, 3, 4).

opsqtr-саЗ — генератор прямоугольных импульсов на двух ОУ, выполненный по схеме интегратор-компаратор (3).

or-gate.ca3 — трехвходовой логический элемент ИЛИ, эмулируемый компонентами библиотеки Control.

relay.саЗ — схема переключения двух гирлянд лампочек на компонентах библиотеки Control.

ringing.ca3 — схема для исследования последовательной RLC-цепи (2, 3, 4).

schmitin-саЗ — формирователь типа триггера Шмитта на ОУ (2, 3).

scr-l.ca3 — пороговое устройство на компонентах библиотеки Control (2, 3).

selfbs.ca3 — схема для исследования усилительного каскада на полевом транзисторе.

siglift-саЗ •— фильтр на ОУ (2, 3).

xnor_op.ca3 — логический элемент Исключающее ИЛИ на диодах и ОУ (2,3).

3-8_deco.cd3 — дешифратор на 3 входа и 8 выходов (5).

74151. cd3 — 8-входовой мультиплексор типа 74151 (К155КП7) на компонентах библиотеки Gates.

7442.cd3 — ИМС 7442 (К531ИД6), декодер четырехразрядного двоичного кода в десятичный, выполнен на компонентах библиотеки Gates (5).

74153.cd3 — ИМС 74153 (К555КП2), два четырехвходовых мультиплексора на компонентах библиотеки Gates.

7493.cd3 — 4-разрядный счетчик 7493 (К155ИЕ5) на JK-триггерах библиотеки СотЬЧ (5, 6).

7segdemo.cd3 — схема включения семисегментного индикатора из библиотеки Indie (5, 6).

99cnt.cd3 — два последовательно включенных счетчика на JK-триггерах с семисегментными индикаторами (5).

add. cd3 — трехразрядный сумматор из подсхем на полусумматорах с индикацией процесса суммирования на трех семисегментных индикаторах.

bcd2seg.cd3 — дешифратор для семисегментного индикатора на компонентах библиотеки Gates.

macros.cd3— набор микросхем, содержащий, в частности, 7400 (К155ЛАЗ), 7401 (К155ЛА8), 7402 (К155ЛЕ1), 7404 (К155ЛН1), 7408 (К155ЛИ1), 7410(К155ЛА4), 7411 (К155ЛАЗ), 7420 (К155ЛА1), 7421 (К155ЛИ6), 7427 (К155ЛЕ4), 7428 (К155ЛЕ5), 7493 (К155ИЕ5), выполненных в виде подсхем на компонентах библиотеки Gates.

multipxl.cd3 — четырехканальный мультиплексор на компонентах библиотеки Gates (5).

ram.cd3 — 8-битное статическое запоминающее устройство на RS-триггерах, моделируется выборка, чтение и запись (5).

riplecnt.cd3 — четырехрарядный двоичный счетчик на JK- триггерах (5, 6). shiftreg.cd3 — шестиразрядный сдвиговый регистр на D-триггерах (5, 6). stopwtch.cd3 — часовая схема с индикацией часов, минут и секунд (5). synccnt.cd3 — четырехрарядный синхронный двоичный счетчик на JK — триггерах (5).

фильтр пятого порядка на двух

lhp-filt.ca4 — фильтр первого порядка с ОУ на выходе (2, 3, 4).

2m-oscil.ca4 — транзисторная схема генератора Колпитца (3).

3phase.ca4 — трехфазный диодный выпрямитель (3).

3sta_amp.ca4 — двухкаскадный транзисторный усилитель (2, 3).

3stg_amp.ca4 — трехкаскадный транзисторный усилитель (2, 3).

555-1.са4 — мультивибратор на ИМС 555 (2, 3). 555fm.ca4 — преобразователь напряжение-частота на ИМС 555 (2, 3).

5ord-lo.ca4 — фильтр пятого порядка на двух ОУ (2, 3, 4).

60notch.ca4 — фильтр-пробка на 60 Гц на ОУ (2, 3, 4).

74151.са4 — мультиплексор 1х8 на ИМС 74151 (5, 6).

7493.са4 — 4-разрядный счетчик на ИМС 7493 (5, 6).

7805.са4 — стабилизатор напряжения 7805, эмулируемый на компонентах библиотек Control, Active и Passive.

adc-dacl.ca4 — демонстрационная схема включения АЦП и ЦАП из библиотеки Hybrid (2, 3, 5, 6).

ahri81.ca4 — схема включения ИМС 74181 (4-разрядное АЛУ К155ИПЗ) (5, 6).

amdetect.ca4 — диодный детектор амплитудно-модулированных колебаний (3).

am-mod.ca4 — схема формирования амплитудно-модулированных колебаний на аналоговом умножителе из библиотеки Active (3).

amp.ca4 — УНЧ на двух ОУ (3).

ampdiv.ca4 — аналоговое делительное устройство на ОУ и умножителе из библиотеки Active (3).

ana-dig.ca4 — формирователь цифрового сигнала из синусоидального сигнала с использованием ОУ и МОП-транзистора (3).

astbldig.ca4 — генератор прямоугольных импульсов на двух элементах НЕ с транзисторным ключом на выходе для управления лампой накаливания.

bargrfl.ca4 — УНЧ с выпрямителем на выходе для управления светодиодным измерителем уровня выходного напряжения со встроенным дешифратором из библиотеки Indie (2, 3).

bargrf2.ca4 — светодиодный измеритель уровня без дешифратора из библиотеки Indie с управлением от 10-разрядного параллельного АЦП на 10 ОУ (2, 3).

audiodsn.ca4 — УНЧ на ОУ (2, 3).

bass-amp.ca4 — корректирующий УНЧ-предусилитель с подъемом АЧХ +18 дБ на частоте 30Гц (2,4).

bootstra.ca4 — предусилитель на МОП-транзисторе (3).

choke.ca4 — схема для исследования переходных процессов в двухполупериодном выпрямителе с индуктивной нагрузкой.

chop.ca4 — амплитудный модулятор на полевом транзисторе (2, 3).



ckfssb.ca4 — транзисторный выходной каскад класса В (2, 3).
cmos_osc.ca4 — генератор импульсов на 3 элементах НЕ серии КМОП (2, 3).
comexp.ca4 — усилитель-ограничитель на ОУ (3).
common-e.ca4 — схема для исследования транзисторного каскада с ОЭ (2, 3).
dig-ana.ca4 — схема световой и звуковой сигнализации на библиотечных компонентах (2).
dig_osc.ca4 — импульсный генератор на двух элементах НЕ в виде подсхем на МОП-транзисторах (3).
dig-osc2.ca4 — вариант генератора прямоугольных импульсов на 2 элементах НЕ серии КМОП (3).
dimmer.ca4 — схема для демонстрации работы диодных ограничителей напряжения с индикатором на лампочке накаливания (3).
fet_curv.ca4 — схема для исследования ВАХ полевого транзистора (2, 3).
fregdbll.ca4 — удвоитель частоты на базе аналогового умножителя из библиотеки Hybrid (3).
fregdbl2.ca4 — схема включения мультивибратора из группы Hybrid (2, 6).
gates. ca4 — схема формирования цифрового сигнала на ОУ и комбинационная логическая схема на компонентах группы Gates в демонстрационном режиме (3, 6).
higain.ca4 — ультралинейный выходной каскад УНЧ на полевых транзисторах (2, 3).
kirch_cn.ca4 — демонстрация закона Кирхгофа.
lissajou.ca4 — демонстрация фигур Лиссажу (3).
logicprb.ca4 — схемы формирования прямоугольных сигналов из синусоидальных на базе ОУ и элементах НЕ (2, 3).
lossxlin.ca4 — схема для исследования линии связи с потерями (2, 3, 4).
modltion.ca4 — схема для демонстрации приемо-передающей системы, состоящей из генератора несущей и модулятора на ОУ, резистивного аттенюатора, приемника прямого усиления на ОУ, диодного детектора и УНЧ на ОУ (2, 3).
musicl.ca4, music2.ca4 — схемы включения компонентов библиотек Hybrid, Indie, Control.
peak_det.ca4 — схема пикового детектора на ОУ (3).
phasshift.ca4 — фазовращатель на ОУ (3).
polysrc.ca4 — три схемы включения полиномиального источника из библиотеки Control.
pwramp.ca4 — УНЧ с транзисторным выходным каскадом класса В (2, 3).
recti.vier.ca4 — мостовые выпрямительные схемы (3).
wienosl2.ca4 — автогенератор на ОУ и мостовой схеме с элементами стабилизации (3).
rf_front.ca4 — избирательный высокочастотный усилитель на полевом транзисторе с общим затвором и библиотечных трансформаторах в качестве фильтрующих элементов(2, 3).
rfsidetn.ca4 — формирователь прямоугольных импульсов из пульсирующего на
ИМС 555 (2, 4).
riaa.ca4 — избирательный УНЧ на ОУ (4). spefch.ca4 — полосовой УНЧ на двух ОУ (4).
thevenin.ca4 — для изучающих основы электротехники — демонстрация к теореме
Тевенина. translin.ca4 — схема для исследования линии связи без потерь (2, 4).
voltreg.ca4 — источник питания на ИМС 7805 с выходным напряжением 5В (3).
wien.ca4 — схема для исследования мостовой схемы Вина (3). wienosc.ca4 — автогенератор на ОУ и мостовой схеме Вина (3).

мультивибратор на микросхеме таймера 555

Ihp-filt.ewb — ВЧ-фильтр на ОУ (2, 3, 4).

2m-osc.ewb — транзисторный генератор Колпитца на 2 МГц (3).

555var.ewb — мультивибратор на микросхеме таймера 555 (3).

regulate.ewb — транзисторный стабилизатор напряжения компенсационного типа с

имитацией пульсации на входе (3). stepdrv.ewb —моделирование цепи управления шаговым двигателем на JK-тригге-

рах и логических схемах. ua709.ewb — схема операционного усилителя ^iA709 с номиналами сопротивлений

резисторов и емкостей внутренней коррекции (3).

stereamp.ewb — схема двухканального стереоусилителя на ОУ и транзисторах с регулированием уровня и баланса(3).

video, ewb — схема видеопредусилителя UA733 с указанием сопротивлений резисторов (3).

Схемы, используемые в книге

В этом приложении помещены схемы, использованные в качестве иллюстративного материала. Имена схемных файлов обозначены в соответствии с нумерацией глав и разделов, а именно: первая цифра обозначения — номер главы, вторая — номер раздела, далее порядковый номер схемы в разделе. Для упрощения расширение .са4 в именах схемных файлов опущено.

4-1-1 — схема включения полиномиального источника.

4-2-1 — схема включения библиотечного 10-сегментного индикатора.

4-2-2 — схема для испытания лампы накаливания.

4-3-1 — схема применения переключателя с программируемым временем переключения (реле времени).

4-3-2 — схема ключа, управляемого напряжением.

4-3-3 — схема включения электромагнитного реле.

4-4-1 — емкостной делитель напряжения.

4-4-2 — схема для моделирования абсорбционных явлений в конденсаторах.

4-4-3 — исследование барьерной емкости полупроводникового диода.

4-5-1 — исследование влияния распределенной емкости резистора.

4-5-2 — исследование влияния индуктивности выводов резистора.

4-6-1 — исследование влияния потерь в катушке индуктивности.

4-6-2 — исследование влияния распределенной емкости катушки.

4-6-3 — модель воздушного (линейного) трансформатора.

5-1-1 — одноконтурная цепь постоянного тока.

5-1-2 — одноконтурная цепь с двумя источниками напряжения.

5-1-3 — одноконтурная цепь с тремя источниками напряжения.

5-2-1 — многоконтурная цепь постоянного тока.

5-2-2 — двухконтурная и трехконтурная цепи постоянного тока.

5-3-1 — сложная трехконтурная цепь постоянного тока.

5-4-1 — включение сопротивлений звездой и треугольником.

5-4-2 — многоконтурная цепь постоянного тока.

5-5-1 — мостовая схема с переключением режимов для иллюстрации метода эквивалентного генератора.

6-1-1 — моделирование процесса сложения двух синусоидальных токов.

6-1-la — моделирование процесса вычитания двух синусоидальных токов.

6-1-2 — моделирование процесса сложения двух синусоидальных напряжений.

6-2-1 — последовательная RLC-цепь.

6-3-1 — модель последовательной RL-цепи.

6-3-2 — модель последовательной RC-цепи.

6-4-1 —последовательная резонансная цепь.
6-4-2 —параллельная резонансная цепь.
7-1-1 — усилительный каскад с общим эмиттером.
7-1-2 — усилительный каскада с общим истоком.
7-2-1 — дифференциальный каскад.
7-3-1 — каскодное включение транзисторов.
7-4-1 — выходные каскады.
7-5-1 — операционный усилитель 140УД1.
8-1-1 — генератор Колпитца без конденсатора связи.
8-1-la — генератора Колпитца с конденсатором связи.
8-1-lt — базовые схемы LC-генераторов.
8-1-2 — низкочастотный LC- генератор на базе нелинейного элемента с отрицательным дифференциальным сопротивлением.
8-1-3 — цепочечный RC-генератор с 4-звенной фазосдигающей цепью.
8-1-4 — RC-генератор с трехзвенной фазосдвигающей цепью.
8-2-1 — транзисторный ключ на биполярном транзисторе.
8-2-2 — ключ на полевом транзисторе.
8-2-3 — ключ на МДП-транзисторе.
8-3-1 — двусторонний параллельный диодный ограничитель.
8-3-4 — параллельный диодный ограничитель сверху.
8-3-3 — последовательный ограничитель сверху.
8-3-2 — двусторонний последовательный ограничитель.
8-4-1 — дифференцирующая RC-цепь.
8-4-2 — формирователь укороченных импульсов.
8-4-3 — интегрирующая RC-цепь.
8-5-1 — генератор пилообразного напряжения с зарядным резистором и транзисторным ключом.
8-5-2 — генератор пилообразного напряжения со стабилизатором тока.
8-6-1 — временной селектор.
8-1-1 — электромеханические аналоги электронных ключей.
9-1-2 — электромеханические аналоги логических элементов И и И-НЕ.
9-1-3 — модель для анализа внутренней структуры элемента Исключающее ИЛИ.
9-1-4 — синтез логического устройства по заданной таблице истинности.
9-2-2t — трехразрядный сумматор.
9-2-4t — схема для анализа внутренней структуры полусумматора.
9-2-5t — схема для анализа внутренней структуры полного сумматора.
9-2-6 — схема включения ИМС АЛУ 74181 (К155ИПЗ) в режиме сумматора без переноса.
9-3-1 — логический элемент с тремя состояниями выхода.
9-4-1 — двухканальный мультиплексор.
9-4-2 — схема демультиплексора.
9-5-1 — схема включения ИМС шифратора 74148 (К155ИВ1).
9-5-2 — схема включения ИМС дешифратора 74154 (К155ИДЗ).
9-6-1 — одноразрядный цифровой компаратор.
9-7-1 — формирователь паритетного бита для четырехбитного кода.
9-7-2 — схема включения ИМС формирователя паритета 74280 (К155ИП5).
9-8-1 — устройство ввода-вывода для IBM PC.
9-8-2 — имитатор сигналов чтение-запись для макетной платы.
9-8-3 — расщепитель адреса для макетной платы.
9-9-2 — схема для исследования библиотечного JK-триггера.
9-9-3t — RS-триггер на логических элементах.
9-10-1 — функциональная схема часов с индикаторами часов, минут и секунд.
9-10-2 — счетчик на 60 с индикаторами (подсхема для часов).
9-10-3 — счетчик на 6 с индикатором (подсхема для часов).
9-10-4 — счетчик на 24 (подсхема для часов).
9-10-5 — счетчик на 100.
9-11-1 — схема включения регистра 74133 (К555ИР15).
9-11-2 — схема включения регистра 74195 (К555ИР12) в режиме приема данных.
9-11-3 — схема включения регистра 74195 в режиме сдвига.
9-12-1 — функциональная схема статического 16-битного ОЗУ.
9-12-2 — ячейка памяти ОЗУ.
9-13-1 — функциональная схема двухбитного ПЗУ.
9-13-21 — логические элементы НЕ и ИЛИ-НЕ на транзисторах для дешифратора ПЗУ.
9-13-3 — однобитное ПЗУ с элементами программирования.
9-1-lt — три схемы включения ОУ.
9-1-2 — схема для исследования частотных характеристик ОУ.
10-1-3 — схема для исследования влияния напряжения смещения нуля и входных токов ОУ.
10-2-1 — корректор нелинейности датчика.
10-3-lt — дифференциальный усилитель на одном ОУ.
10-3-2t — дифференциальный усилитель на двух ОУ.
10-3-3 — схема для исследования процесса подавления синфазной помехи в дифференциальном усилителе.
10-3-4t — мостовой усилитель с нелинейной амплитудной характеристикой.


10-3-5 — мостовой усилитель с линейной амплитудной характеристикой.
10-4-1 — двухвходовой сумматор на ОУ.
10-4-2 — интегратор на ОУ.
10-4-3 — интегратор с имитацией режимов ввода начальных данных, интегрирования и хранения.
10-4-4 — идеальный дифференциатор.
10-4-5 — дифференциатор с подавленной добротностью.
10-5-1 — пассивный НЧ-фильтр.
10-5-2 — пассивный фильтр второго порядка.
10-5-3 — активный ЕС-фильтр второго порядка.
10-6-1 — логарифмический усилитель.
10-7-1 — компаратор напряжения.
10-7-2 — компаратор напряжения с гистерезисом.
10-8-1 — однополупериодный выпрямитель на ОУ.
10-8-2 — двухполупериодный выпрямитель на ОУ.
10-8-3 — обычный однополупериодный выпрямитель (для сравнения).
10-9-1 — фазочувствительный выпрямитель.
10-10-1 — схема выборки и хранения.
10-11-1 — транзисторный усилитель мощности с ОУ на входе.
10-12-lt — преобразователь напряжение-ток.
10-12-2 — измеритель сопротивления.
10-13-lt — двухсторонний амплитудный ограничитель.
10-14-1 — цепочечный RC-генератор на ОУ.
10-14-2 — генератор с мостом Вина и диодно-ограничительной схемой автостабилизации (из каталога EWB 4.1).
10-14-3 — генератор с мостом Вина и схемой автостабилизации на двух стабилитронах (из каталога EWB 4.1).
11-1-1 — 4-разрядный ЦАП с весовыми резисторами с электромеханическими ключами, управляемыми с клавиатуры.
11-2-1 — 4-разрядный ЦАП лестничного типа с электромеханическими переключатели.
11-2-2 — 4-разрядный ЦАП лестничного типа на базе счетчика 74160 (К155ИЕ9).
11-3-1 — преобразователь напряжение-частота на интеграторе и компараторе.
11-4-lt — функциональная схема интегрального таймера NE555 (КР1006ВИ1).
11-4-2 — преобразователь напряжение-частота на таймере NE555. 11-5-1 — схема для исследования библиотечного ЦАП.
11-5-2 — схема для исследования библиотечного АЦП (из каталога EWB 4.1).
12-8-1 — однополупериодный и двухполупериодные выпрямители с емкостной нагрузкой.
12-1-2 — несимметричная схема выпрямителя с умножением напряжения и мостовая трехфазная схема.
12-1-3 — Г-образные индуктивно-емкостной и реостатно-емкостной фильтры.
12-1-4 — фильтр на полупроводниковом триоде.
12-2-1 — параметрические стабилизаторы без и с термокомпенсации.
12-2-2 — двухкаскадный параметрический стабилизатор.
12-2-3 — мостовые схемы параметрических стабилизаторов.
12-2-4 — параметрический стабилизатор со стабилизатором тока.
12-2-5 — параметрические стабилизаторы с эмиттерным повторителем и со стабилизатором тока повышенной сложности.
12-3-1 — транзисторный стабилизатор напряжения компенсационного типа.


12-3-2 — стабилизатор переменного тока.
12-4-lt — структурные схемы построения импульсных стабилизаторов напряжения (ИСН) (пример использования EWB для оформления блок-схем).
12-4-2 — схема последовательного ИСН (силовая часть).
12-4-3 — последовательный ИСН с широтно-импульсной модуляцией.
12-5-1 — транзисторный преобразователь напряжения с независимым возбуждением.
9-14-1 — арифметико-логическое устройство на базе ИМС 74181 (К155ИПЗ) с имитацией всех режимов ее работы.
13-1-2 — структурная схема современного радиоприемника.
13-2-1 — схемы входных устройств (преселекторов) радиоприемников.
13-2-2 — схема входного устройства с трансформаторно-емкостной связью.
13-2-3 — схема для исследования прохождения амплитудно-модулированных сигналов через входные устройства радиоприемников.
13-3-1 — схемы связанных контуров.
13-3-2 — система связанных колебательных контуров с внешней емкостной связью.
13-3-3 — система связанных колебательных контуров с внутренней емкостной связью.
13-3-5 — схема четырехзвенного фильтра сосредоточенной селекции.
13-3-6 — схема фильтра сосредоточенной селекции радиоприемника ВЭФ-12.
13-4-1 — генератор Колпитца на 150 кГц.
13-4-la — схема преобразователя частоты на перемножителе.
13-5-1 — схема амплитудного модулятора на перемножителе.
13-5-2 — схема фазового модулятора на ОУ и полевом транзисторе.
13-6-1 — схема преобразователя на одиночном колебательном контуре для частотного детектора.
14-1-3 — схема колебательного контура на решающих блоках.
14-2-1 — диодный преобразователь для воспроизведения знакопеременной функции.
14-2-3 — преобразователь на ОУ для воспроизведения функций.
14-2-4 — преобразователь для воспроизведения квадратичной функции.
14-2-4а — преобразователь с генератором одиночного треугольного сигнала.
14-2-4в — преобразователь для воспроизведения кубичной функции.
14-3-1 — звено с ограничением координат по модулю.
14-3-2 — звено с зоной нечувствительности.
14-3-3 — звено с зазором (люфтом) разомкнутого типа.
14-3-Зв — звено с зазором следящего типа.
14-3-4 — универсальная модель для воспроизведения релейных характеристик.
14-4-1 — потенциометрический датчик.
14-4-2 — модель релейной системы регулирования.
14-3-5 — устройство аналогового деления.
14-5-18 — 7 схем корректирующих звеньев.
14-6-1 — схема апериодического звена.
14-6-2 — модель колебательного звена.
14-6-3 — модель дифференцирующего звена.
14-6-4 — модель интегро-дифференцирующего звена первого рода.
14-6-5 — модель интегро-дифференцирующего звена второго рода.
14-6-6 — рабочая модель интегро-дифференцирующего звена.
14-6-7 — структурная схема следящей системы копировально-фрезерного станка.
14-6-8 — модель следящей системы копировально-фрезерного станка.
14-6-10 — модель для исследования влияния нелинейностей в следящих системах.
4-7-1 — схема замещения диода и схема для получения его ВАХ.
7-7-2 — схема для исследования обратной ветви ВАХ.
7-7-3 — схема для исследования тиристоров.
7-8-1 — схема для измерения коэффициента усиления биполярного транзистора на высокой частоте.
4-9-1 — схема для снятия ВАХ полевого транзистора с управляющим р—п-переходом.
4-9-2 — схема для исследования характеристик МДП-транзисторов.
4-10-1 — усилитель на ОУ с однополярным питанием.
4-10-2 — линейная модель ОУ.
4-10-3 — нелинейная модель ОУ.
4-11-1 — базовый элемент ТТЛ-серии.
4-11-2 — базовый элемент КМОП-серии.
Далее перечисляются файлы с расширением.ewb.


1-6-3 — микрофонный предусилитель-микшер на два входа (подсхема).
1-12-1 — ВЧ-фильтр на ОУ.
1-12-2 — транзисторный генератор Колпитца — емкостная трехточка.
14-5-1 — схема включения масштабирующего блока.
14-5-2 — схема включения 3-входового сумматора.
14-5-3 — схема включения интегрирующего блока.
14-5-4 — схема включения дифференцирующего блока.
14-5-6 — модель звена с ограничением координат.
14-5-7 — модель звена с гистерезисной характеристикой.
14-5-8 — модель звена с двухкомпонентной гистерезисной характеристикой.
14-5-9 — аналоговое множительное устройство.
14-5-10 — аналоговое делительное устройство.
14-5-11 — звено с управляемым ограничением координат.
14-5-12 — модель электродвигателя постоянного тока с параллельным возбуждением.
14-5-13 — то же, но с последовательным возбуждением.
14-5-14 — то же, но с независимым возбуждением.
14-5-15 — схема для определения сопротивления якоря электродвигателя.
14-5-16 — схема включения формирователя передаточных характеристик.
11-6-1 — преобразователь напряжение-частота на управляемом источнике.
12-6-1 — широтно-импульсный модулятор на управляемом источнике.
1-7-1 — линейная модель ОУ.
14-5-14а — функциональный преобразователь на управляемом источнике напряжения.
8-7-1 — эквивалентная схема кварцевого резонатора и схема для его испытания.
8-7-2 — двухкаскадный генератор с кварцем.

Каталог схемных файлов

В данном приложении приведено краткое описание схемных файлов EWB версий 3.0, 4.1 и 5.0, а также схемных файлов, используемых в качестве иллюстративного материала книги. Отметим, что благодаря программной совместимости схемные файлы версий 3.0 и 4.1 без дополнительных доработок могут быть использованы в EWB 5.0. Эти файлы будут распространяться бесплатно через сеть BBS (Bulletin Board System — электронная доска объявлений) в виде архива ewb-bok.rar объемом около 1.4 Мбайт или в виде пятитомного архива ewb-book.arj (для тех, у кого медленные модемы). Указанные файлы загружены в файловые области следующих BBS:

1. InfoScience — многоканальная BBS (Министерство науки и технологий РФ).

Телефоны: (095) 923-0871, 923-2003, 913-9944, 913-9945, 229-7622, 229-7622, 229-3985, 742-1440, 742-1441, 742-14-43. BBS работает круглосуточно, перерыв (почтовый час) — с 05:30 до 07:30 утра (здесь и далее время московское).

2. Can BBS, тел. (095) 913-9656, часы работы — 20:00-09:00, в выходные дни — круглосуточно.

3. Grau Cat BBS, тел. (095) 576-6436, часы работы — 20:00-08:00.

Указанные файлы будут также размещены на сервере компании Софт Лайн (http://www.softline.ru) — дистрибьютора Electronics Workbench в СНГ.

1.1. EWB 3.0

1.2. EWB 4.1

1.3. JEWB 5.0

1.4. Схемы, используемые в книге

Конденсаторы

Название "конденсатор" было введено в конце XVIII века, когда существовало представление об "электрических жидкостях" и конденсатор рассматривался как прибор для сгущения, конденсирования этих жидкостей. Сейчас это устарелое название сохраняется еще во всех языках, кроме английского, где вместо старого термина condenser уже широко применяется термин capacitor. В отечественной технической литературе распространенным термином является сочетание "емкость конденсатора", когда говорят о величине емкости.

Первые сведения о конденсаторах относятся к середине XVIII века. Эти конденсаторы представляли собой стеклянные сосуды, наполненные водой, служившей первой обкладкой и присоединяемой к электростатическому генератору. Второй обкладкой служила ладонь экспериментатора, прикладываемая ко дну стеклянного сосуда. Применение конденсатора позволяло резко усилить эффект от разряда маломощного электростатического генератора, являвшегося в то время единственным источником электроэнергии.

Приоритет в изобретении конденсатора сначала приписывали ван Мушенбро-ку, профессору Лейденского университета (Голландия). Отсюда появилось название "Лейденская банка" для стеклянного конденсатора. Однако правильнее считать изобретателем конденсатора Эвальда Георга фон Клейста, прелата собора в г. Камине (Германия) [39]. Дата изобретения конденсатора — 11 октября 1745 г. Первые сведения о появлении конденсаторов в России относятся к 1752 г. Стеклянные банки, наполненные дробью и обклеенные снаружи металлической фольгой, применялись М. В. Ломоносовым и Г. Рихтером при исследовании атмосферного электричества.

Начало технического применения конденсаторов относится к середине XIX века. В 1856 г. был выдан английский патент Исхаму Баггсу на использование разряда стеклянных конденсаторов для зажигания газовых ламп, а также для целей те-леграфирования, что можно считать первым применением конденсаторов в технике связи. В 1877 г. П. Н. Яблочкову был выдан французский патент на "систему распределения и усиления атмосферным электричеством токов, получаемых от одного источника света с целью одновременного питания нескольких светильников". Эту дату можно считать началом применения конденсаторов в силовой электротехнике.

До конца XIX века техническое использование конденсаторов имело ограниченный характер. Необходимость их широкого промышленного производства возникла только после изобретения радио в 1895 г. А. С. Поповым. В связи с быстрым развитием производства радиостанций, прежде всего для военно-морского флота, уже в первые годы XX века за рубежом возникает ряд фирм, специализирующихся на изготовлении конденсаторов.

Кроме электроники и электроэнергетики, конденсаторы применяют и в других, неэлектротехнических областях техники и промышленности, в частности, в металлообработке — в высокочастотных установках для плавки и термической обработки металлов; в электроэрозионных (электроискровых) установках; для маг-нитоимпульсной обработки металлов; в добывающей промышленности (угольной, металлорудной и т.п.) — в рудничном транспорте на конденсаторных электровозах нормальной и повышенной частоты (бесконтактных); в электровзрывных устройствах; в устройствах с использованием электрогидравлического эффекта и т.д.

Разнообразие областей применения обусловливает исключительно большое разнообразие типов конденсаторов, используемых в современной технике. Наряду с миниатюрными конденсаторами, имеющими вес менее грамма и размеры порядка нескольких миллиметров, можно встретить конденсаторы весом несколько тонн и по высоте превышающие человеческий рост. Емкость современных конденсаторов может составлять от долей пикофарады до нескольких фарад, а номинальное рабочее напряжение может лежать в пределах от нескольких вольт до сотен киловольт.

Электрические свойства, конструкция и область применения конденсатора в максимальной степени определяются диэлектриком, разделяющим его обкладки. Поэтому конденсаторы правильнее всего классифицировать по роду диэлектрика [39].

1. Конденсаторы постоянной емкости: с газообразным диэлектриком — воздушные, газонаполненные и вакуумные; с жидким диэлектриком; с твердым неорганическим диэлектриком — стеклянные (стеклоэмалевые, стеклокерамические, стеклопленочные), слюдяные, керамические (низкочастотные и высокочастотные), тонкослойные из неорганических пленок; с твердым органическим диэлектриком: бумажные, металлобумажные, пленочные (из неполярных пленок и из полярных пленок), комбинированные — бумажнопленочные, тонкослойные из органических синтетических пленок (тонкопленочные); электролитические (ок-сидные): алюминиевые, танталовые, ниобиевые, титановые, эти конденсаторы можно также различать по типу конструкции на жидкостные, сухие, твердые (оксидно-полупроводниковые) и оксидно-металлические.

2. Конденсаторы переменной емкости: с механическим управлением величиной емкости, с газообразным диэлектриком: воздушные, газонаполненные, вакуумные; с жидким диэлектриком; с твердым диэлектриком: керамические, стеклянные, пластмассовые; с электрическим управлением величиной емкости — сегнетокерамические (вариконды) и полупроводниковые (варикапы).

3. При заданном типе диэлектрика конденсаторы можно классифицировать дополнительно по режиму работы, для которого предназначается конденсатор. При этом различают следующие основные режимы работы: 1) при постоянном или выпрямленном напряжении; 2) при переменном напряжении технической частоты 50 Гц; 3) при звуковых частотах 20...20 000 Гц; 4) при радиочастотах; 5) при импульсных режимах (при единичных импульсах или при повторяющихся импульсах постоянной или переменной полярности).

У конденсаторов, предназначенных для использования в электронной технике, в маркировке обычно указывается номинальное рабочее напряжение постоянного тока. Для силовых конденсаторов обычно указывается эффективное значение рабочего напряжения при частоте 50 Гц.

В повседневной практике применения конденсаторов пользуются следующими параметрами.

Номинальная емкость — емкость, значение которой обозначено на конденсаторе или указано в документации. Номинальные значения емкостей стандартизованы и выбираются из определенных рядов чисел. Например, согласно стандарту СЭВ 1076-78 установлены семь рядов: ЕЗ; Е6; Е12; Е24; Е48; Е96; Е192. Цифры после буквы Е указывают число номинальных значений в каждом десятичном интервале (декаде). Например, ряд Е6 содержит шесть значений номинальных емкостей в каждой декаде, которые соответствуют числам 1,0; 1,5; 2,2; 3,3; 4,7; 6,8 или числам, полученным путем их умножения или деления на 10°, где n — целое положительное или отрицательное число. В производстве конденсаторов чаще всего используются ряды ЕЗ, Е6, Е12 и Е24, реже — Е48, Е96 и Е182.

Фактические значения емкостей могут отличаться от номинальных в пределах допустимых отклонений. Последние указываются в процентах в соответствии с рядом:

±0,1; ±0,25; ±0,5; ±1; ±2; ±10; ±20; ±30; 0+50; -10+30; -10+50; -10+100; -20+50; -20+80. Для конденсаторов с номинальными емкостями ниже 10 пФ допускаемые отклонения указываются в абсолютных значениях: ±0,1; ± 0,25; ±0,5 и ±1 пФ.

Номинальное напряжение — значение напряжения, обозначенное на конденсаторе или указанное в документации, при котором он может работать в заданных условиях в течение установленного срока службы с сохранением параметров в допустимых пределах.

Номинальное напряжение конденсаторов многих типов уменьшается с ростом температуры окружающей среды, так как с увеличением температуры, как правило, ускоряются процессы старения диэлектрика. При эксплуатации конденсаторов на переменном или постоянном токе с наложением переменной составляющей напряжения необходимо выполнять следующие условия.

1. Сумма постоянного напряжения и амплитуды переменной составляющей не должна превышать допустимого напряжения, которое указывается в документации;

2. Амплитуда переменного напряжения не должна превышать значения напряжения, рассчитанного исходя из допустимой реактивной мощности:

U=565000^P/Fc , где U — амплитуда переменного напряжения. В; Р — допустимая реактивная мощность, ВАР (вольтхампер реактивная); F — частота, Гц;

С — емкость, пФ.

Для конденсаторов с номинальным напряжением 10 кВ и менее значения номинальных напряжений устанавливаются согласно ГОСТ 9665-77 из ряда: 1; 1,6; 2,5;

3,2; 4; 6,3;10;16;20;25;32;40;50;63;80;100;125;160;200;250;315;350;400;450:

500; 630; 800; 1000; 1600; 2000; 2500; 3000; 4000; 5000; 6300; 8000; 10000 В.

Под номинальным током конденсатора понимают наибольший ток, при котором конденсатор может работать в заданных условиях в течение гарантированного срока службы. Значение номинального тока зависит от конструкции конденсатора, примененных в нем материалов, частоты переменного или пульсирующего напряжения и температуры окружающей среды. При прохождении через конденсатор радиоимпульсов значение импульсного тока I, может превышать номинальный ток 1„

согласно соотношению:

, где Q — скважность импульсов,
Значение номинального тока в амперах вакуумных конденсаторов устанавливается согласно ГОСТ 14611-78 из ряда: 5; 7,5; 10; 12; 15; 20; 25; 30; 35; 40; 50: 60;
75; 100; 125; 150; 200; 250; 300; 400; 500; 600; 750; 1000.
Тангенс угла потерь характеризует потери энергии в конденсаторе и определяется отношением активной мощности к реактивной при синусоидальном напряжении определенной частоты: tg§=Pa/Pp.
Конкретное значение тангенса угла потерь зависит от типа диэлектрика и его качества, а также от температуры окружающей среды и от частоты переменного тока, на которой он измеряется. Как правило,тангенс угла потерь имеет минимум в области комнатных температур. С ростом частоты значение тангенс угла потерь увеличивается. С течением времени, а также при эксплуатации во влажной среде значение tg5 растет и может увеличиться в несколько раз.
Электрическое сопротивление конденсатора постоянному току определенного напряжения называется сопротивлением изоляции конденсатора. Этот параметр характерен для конденсаторов с органическим и неорганическим диэлектриками. Для конденсаторов емкостью более 0,33 мкФ принято вместо сопротивления изоляции приводить значение постоянной времени, выражаемое в секундах, равное произведению сопротивления изоляции на значение номинальной емкости. Сопротивление изоляции (постоянная времени) зависит от типа диэлектрика, конструкции конденсатора и условий его эксплуатации. При длительном хранении сопротивление изоляции может уменьшиться на один-три порядка.
Ток проводимости, проходящий через конденсатор при постоянном напряжении на его обкладках в установившемся режиме, называют током утечки. Ток утечки обусловлен наличием в диэлектрике свободных носителей заряда и характеризует качество диэлектрика конденсатора. Этот параметр характерен для вакуумных и оксид-ных конденсаторов. Ток утечки в большой степени зависит от значения приложенного напряжения и времени, в течение которого оно приложено. Ток утечки измеряется через 1...5 мин после подачи на конденсатор номинального напряжения. При включении конденсатора под напряжение происходит "тренировка", т.е. постепенное уменьшение тока утечки. При длительном хранении и длительной работе ток утечки конденсаторов возрастает.
Температурный коэффициент емкости (ТКЕ) — величина, применяемая для характеристики конденсаторов с линейной зависимостью емкости от температуры и равная относительному изменению емкости при изменении температуры окружающей среды на один градус Цельсия. По значению ТКЕ керамические и некоторые другие конденсаторы разделяются на группы. Для конденсаторов с нелинейной зависимостью емкости от температуры, а также с большими уходами емкости от температуры обычно приводится относительное изменение емкости в рабочем интервале температур.
Полное сопротивление конденсатора — это сопротивление конденсатора переменному синусоидальному току определенной частоты, обусловленное наличием у реального конденсатора наряду с емкостью также активного сопротивления и индуктивности. Этот параметр обычно применяется при использовании конденсатора в СВЧ-устройствах. Наименьшей индуктивностью обладают керамические конденсаторы (1...30 нГн).
Реактивная мощность — это произведение напряжения определенной частоты, приложенного к конденсатору, на силу тока, проходящего через него, и на синус угла сдвига фаз между ними. В большинстве случаев угол сдвига фаз близок к 90°, поэтому приближенно Pp=2л/(CU2). Понятие реактивной мощности введено для высокочастотных и особенно высоковольтных конденсаторов и используется для установления допустимых электрических режимов эксплуатации. При этом в области низких частот ограничения определяются допустимой амплитудой напряжения переменного тока, а на высоких частотах — допустимой реактивной мощностью конденсатора.
Вносимое затухание и сопротивление связи — это величины, характеризующие способность помехоподавляющих конденсаторов и фильтров подавлять помехи переменного тока заданной частоты. Вносимое затухание (А) пропорционально логарифму отношения напряжений, измеренных на нагрузке электрической цепи до (U1) и после (U2) включения конденсатора или фильтра в эту цепь: A=201g(Ul/U2).
Сопротивление связи R. определяется как отношение напряжения на выходе помехоподавляющего конденсатора Uвх к его входному току Iвх т.е. Re=Uвх/вх. Понятие сопротивления связи введено для 3- и 4-выводных конденсаторов.
Вносимое затухание и сопротивление связи зависят от частоты переменного тока, емкости, индуктивности, добротности и конструкции конденсаторов и фильтров, а также от выходного сопротивления генератора и сопротивления нагрузки.
Подстроенные и переменные конденсаторы имеют дополнительные параметры, учитывающие особенности их функционального назначения и конструктивного исполнения. Вместо параметра номинальная емкость используются параметры максимальная и минимальная емкости, которое могут быть получены при перемещении его подвижной системы. Специфичными параметрами подстроечных и переменных конденсаторов являются момент вращения, скорость перестройки емкости и износоустойчивость.
К подстроечным конденсаторам с электрическим управлением относятся сег-нетоэлектрические и полупроводниковые. Для управления емкостью сегнетоэлект-рических конденсаторов (варикондов) используется характерная для спонтанной поляризации зависимость диэлектрической проницаемости от приложенного к обкладкам конденсатора напряжения. Для управления емкостью полупроводниковых конденсаторов (варикапов) используется зависимость емкости р—га-перехода от напряжения.
Поскольку при спонтанной поляризации диэлектрическая проницаемость может достигать огромных значений, порядка 10000 и даже выше, то для варикондов характерны большие значения емкости при малых размерах конденсаторов. Для полупроводников — кремния и германия — она существенно меньше, порядка 11...15, поэтому верхний предел емкости у полупроводниковых конденсаторов заметно ниже, чем у варикондов, и обычно не превышает десятков пикофарад, реже достигает нескольких сотен. Однако варикоды обладают существенными недостатками (сильная температурная зависимость, временная нестабильность, низкая добротность — около 25 в лучшем случае). Тем не менее сегнетоэлектрические конденсаторы нашли применение в диэлектрических усилителях, умножителях частоты, стабилизаторах напряжения и т.д.
Полупроводниковые конденсаторы, уступая сегнетоэлектрическим по величине номинальной емкости, имеют улучшенную стабильность емкости (при заданном значении напряжения) как во времени, так и при изменении температуры. Добротность этих конденсаторов также повышена и в определенной области частот может превышать 1000, составляя не ниже 25... 50 при частотах порядка десятков мегагерц. Хотя по величине добротности и стабильности емкости эти конденсаторы уступают воздушным, однако они обладают значительно меньшими размерами и весом, а также повышенной надежностью, что позволяет использовать их в разнообразной аппаратуре для автоматической настройки и подстройки частоты, фазы и т.п. Наряду с этим полупроводниковые конденсаторы могут применяться и во многих других случаях, где требуется емкость, зависящая от напряжения, конкурируя с сегнетокерамическими конденсаторами особенно успешно при небольших значениях емкости и в тех случаях, когда к ее стабильности предъявляются повышенные требования, а также когда нужны пониженные потери.

Коммутационные устройства

Для характеристики КУ используются следующие параметры [37, 38].

Чувствительность — минимальная величина входного параметра, при котором происходит скачкообразное изменение выходного параметра (замыкание или размыкание контактов, у бесконтактных — изменение проводимости). В зависимости от вида входной величины, на которую реагируют КУ, чувствительность может оцениваться величиной тока, напряжения, мощности, механической силы, светового потока, магнитного поля и т.д.

Время срабатывания — характеризует быстродействие устройства. Оно отсчитывается с момента подачи сигнала на вход до появления сигнала на выходе. Время, отсчитываемое с момента прекращения действия управляющего сигнала до появления соответствующего сигнала (скачкообразного изменения) на выходе, является временем отпускания.

Максимальное значение коммутируемой мощности — произведение максимально допустимых значений напряжения и тока при данном напряжении. Если исполнительная система КУ коммутирует несколько цепей, то вводят понятие суммарной коммутируемой мощности.

Частота срабатываний (коммутаций) — число срабатываний КУ в единицу времени.

Коэффициент усиления (называемый иногда коэффициентом управления) определяется отношением мощности на выходе к мощности управления.

Входное сопротивление — определяет возможность согласования устройства с источником сигналов управления и чаще всего приводится в виде активного (например, для сопротивления обмотки электромагнитных реле) или комплексного сопротивления.

Электроизоляционные свойства КУ характеризуются сопротивлением и электрической прочностью изоляции между токоведущими цепями, а также корпусом.

Сопротивление коммутирующих элементов зависит от принципа коммутации и вида используемых элементов. Для контактных КУ — это активное сопротивление замкнутых контактов, для полупроводниковых —внутреннее сопротивление прибора в открытом состоянии, для магнитных — индуктивное сопротивление переменному току и т.д.

При работе электрического контакта происходят весьма сложные физические процессы, которые имеют различия при их замыкании и размыкании [37].

Режим замыкания. При уменьшении расстояний между контактами до 10 мкм наблюдается процесс газоразряда, причем напряжение зажигания газа между контактами определяется по закону Пашена. При меньших расстояниях этот закон нарушается. Указанная граница соответствует нескольким длинам свободного пробега молекул в воздухе при нормальном давлении. Поэтому электроны могут пересекать контактный зазор без столкновения с молекулами газа.

Напряженность электрического поля при замыкании контактов возрастает по закону E=U/d, где Е — напряженность электрического поля; U — коммутируемое напряжение; d — расстояние между контактами. При напряженности поля около 3-108 В/м возникает автоэлектронная эмиссия электронов с поверхности катодного контакта, которая образует короткую дугу. Эта дуга является бесплазменной и характеризуется независимостью напряжения горения от величины протекающего тока. При наличии пленок на контактах короткая дуга возникает при меньшей напряженности электрического поля.

Короткая дуга разогревает анодный контакт и вызывает перенос материала на катодный контакт. Непосредственно перед соприкосновением контактов образуется жидкий контактный перешеек и напряжение в течение -10 нс скачком падает до долей вольта. При дальнейшем сближении контактов площадь соприкосновения возрастает, переходное сопротивление контактов падает и, следовательно, падает также и температура. Контактный перешеек застывает, однако легко разрывается при нормальных нагрузках в процессе размыкания контактов.

Режим размыкания. В процессе размыкания контактное нажатие уменьшается, поверхность соприкосновения микрошероховатостей становится меньше, плотность тока и переходное сопротивление повышаются. В течение достаточно короткого времени напряжение на контактах увеличивается от нескольких милливольт до 0,5... 15 В. Во время этой части процесса размыкания места соприкосновения металлических контактов плавятся, затем они разрываются при достижении температуры кипения металла контактов. В этот момент напряжение на контактах скачкообразно (в течение примерно 10 нс) повышается до напряжения горения короткой дуги, причем время ее горения значительно больше, чем при замыкании. Поэтому в режиме размыкания контакты разрушаются больше, чем при замыкании.

При работе электрических контактов на силовые нагрузки, характерные для электротехнической аппаратуры, короткая дуга может перейти в обычную, плазменную дугу. В этом случае изменяется направление переноса материала контактов (с катода на анод), а при разрыве жидких контактных перешейков и при короткой дуге перенос происходит с анода на катод.

Резисторы

В зависимости от назначения резисторы делятся на резисторы общего назначения и специальные (прецизионные и сверхпрецизионные, высокочастотные, высоковольтные, высокомегаомные) [42 — 44].

Резисторы общего назначения используются в качестве различных нагрузок, поглотителей и делителей в цепях питания, элементов фильтров, шунтов, в цепях формирования импульсов и т.п. Диапазон номинальных сопротивлений этих резисторов 1 Ом... 10 МОм, номинальные мощности рассеяния 0,062... 100 Вт. Допускаемые отклонения сопротивления от номинального значения ±1; ±2; ±5; ±10; ±20%.

Прецизионные и сверхпрецизионные резисторы отличаются высокой стабильностью параметров при эксплуатации и большой точностью изготовления (допуск от ±0,0005 до 0,5%). Применяются они в основном в измерительных приборах, в различных счетно-решающих устройствах, вычислительной технике и системах автоматики.

Высокочастотные резисторы (резисторы с "подавленной" реактивностью), отличающиеся малыми собственной индуктивностью и емкостью, используются в высокочастотных цепях, кабелях и волноводах радиоэлектронной аппаратуры в качестве согласующих нагрузок, аттенюаторов, направленных ответвителей, эквивалентов антенн и т.п. Непроволочные высокочастотные резисторы способны работать на частотах до сотен мегагерц и более, а высокочастотные проволочные — до сотен килогерц.

Высоковольтные резисторы рассчитаны на большие рабочие напряжения (от единиц до десятков киловольт). Применяются они в качестве делителей напряжения, искрогасителей, поглотителей, в зарядных и разрядных высоковольтных цепях и т.п.

Высокомегаомные резисторы имеют диапазон номинальных сопротивлений от десятков мегаом до единиц тераом и рассчитываются на небольшие рабочие напряжения (100...400 В). Поэтому они работают в ненагруженном режиме и мощности рассеяния их малы (менее 0,5 Вт). Высокомегаомные резисторы применяют в электрических цепях с малыми токами, в приборах ночного видения, дозиметрах и в измерительной аппаратуре.

В зависимости от способа монтажа в аппаратуре как постоянные, так и переменные резисторы могут выполняться для печатного и навесного монтажа, а также для микромодулей и микросхем или для сопряжения с ними. Выводы резисторов для навесного монтажа могут быть жесткие или мягкие, аксиальные или радиальные из проволоки круглого сечения или ленты в виде лепестков и т.п. У резисторов, применяемых в составе микросхем и микромодулей, а также у СВЧ резисторов в качестве выводов могут использоваться части их поверхности.

В зависимости от способа защиты от внешних воздействующих факторов резисторы конструктивно выполняются: изолированными, неизолированными, герметизированными и вакуумными.

Неизолированные резисторы (с покрытием или без покрытия) не допускают касания своим корпусом шасси аппаратуры. Напротив, изолированные резисторы имеют достаточно хорошее изоляционное покрытие (лаки, компаунды, пластмассы и т.п.) и допускают касания корпусом шасси или токоведущих частей аппаратуры.

Герметизированные резисторы имеют герметичную конструкцию корпуса, которая исключает возможность влияния окружающей среды на его внутреннее пространство.

У вакуумных резисторов резистивный элемент с основанием помещается в стеклянную вакуумную колбу.

По характеру изменения сопротивления все резисторы подразделяются на постоянные и переменные. Последние, в свою очередь, делятся на подстроечные и регулировочные. У постоянных резисторов сопротивление является фиксированным и в процессе эксплуатации не регулируется. Переменные регулировочные резисторы допускают изменение сопротивления в процессе их функционирования в аппаратуре. Сопротивление подстроечных резисторов изменяется при разовой или периодической регулировке и не изменяется в процессе функционирования аппаратуры.

В зависимости от материала резистивного элемента резисторы разделяют на следующие группы: проволочные с резистивным элементом из волоченой или литой проволоки с высоким удельным сопротивлением; непроволочные; металлофольго-вые с резистивным элементом из фольги определенной конфигурации, нанесенной на изолированное основание.

Непроволочные резисторы делятся на тонкопленочные (толщина слоя — на-нометры), толстопленочные (толщина слоя — доли миллиметра), объемные (толщина слоя — единицы миллиметров). Тонкопленочные резисторы подразделяются на металлодиэлектрические, металлоокисные и металлизированные с резистивным элементом в виде микрокомпозиционного слоя из диэлектрика и металла или тонкой пленки окиси металла, или сплава металла; углеродистые и боро-углеродистые, проводящий элемент которых представляет собой пленку пиролитического углерода или борорганических соединений.

К толстопленочным резисторам относят лакосажевые, керметные и резисторы на основе проводящих пластмасс. Объемные резисторы могут быть с органическим и неорганическим связующим диэлектриком. Проводящие резистивные слои толсто-пленочных и объемных резисторов представляют собой гетерогенную систему (композицию) из нескольких фаз, получаемую механическим смешением проводящего компонента, например графита или сажи, металла или окисла металла, с органическими или неорганическими связующими (смолы, стеклоэмали), наполнителем, пластификатором и отвердителем. После соответствующей термообработки образуется гетерогенный монолитный слой с необходимым комплексом резистивных параметров.

Лакосажевые композиции формируются на основе синтетических смол в виде лаковых растворов. Проводящим компонентом является сажа. Резисторы на основе этих композиций называют лакосажевыми, лакопленочными или пленочными композиционными.

Кроме одиночных резисторов промышленностью выпускаются также наборы резисторов. Набор резисторов представляет совокупность резисторов, размещаемых, как правило, в корпусах микросхем или корпусах, сопрягающихся с микросхемами. Их классифицируют по назначению, типу резистивного элемента и схемотехническому построению. Самый простой набор — набор постоянных резисторов, соединенных или не соединенных в электрическую схему, не имеющий функциональной зависимости выходного сигнала от входного. Функциональный набор — набор постоянных резисторов, соединенных в электрическую схему, имеющий функциональную зависимость выходного сигнала от входного. Комбинированный набор — набор, состоящий из постоянных и переменных резисторов.

К основным характеристикам резисторов относятся следующие [42,43].

Номинальная мощность — наибольшая мощность, которую резистор может рассеивать в заданных условиях в течение гарантированного срока службы (наработки) при сохранении параметров в установленных пределах. Конкретные значения номинальных мощностей рассеяния в ваттах устанавливаются соответствующими ГОСТ'ами и выбираются из ряда: 0,01; 0,025; 0,05; 0,062; 0,125;

0,25; 0,5; 1; 2; 3; 4; 5; 8; 10; 16; 25; 40; 63; 80; 100; 160; 250; 500. Мощность Р, которую рассеивает резистор в конкретной электрической цепи, определяют через проходящий через него ток I и падение напряжения U или через номинальное сопротивление, как P=RI2 или P=U2/R.

Рабочее напряжение, при котором резистор может работать, не должно превышать значения, рассчитанного исходя из номинальной мощности и номинального сопротивления. Оно ограничивается в основном тепловыми процессами в токопрово-дящем элементе и электрической прочностью резистора и выбирается из ряда: 25;

50; 100; 150; 200, 250; 500; 750; 1000; 1500; 2500: 3000; 4000; 5000; 10 000; 20 000;

25 000; 35 000; 40 000; 60 000 В. Для переменных резисторов этот ряд несколько ограничен: 5; 10; 25; 50; 100; 150; 200; 250; 350; 500; 750; 1000; 1500; 3000; 8000 В.

Номинальное сопротивление — электрическое сопротивление, значение которого обозначено на резисторе или указано в нормативной документации. Диапазон номинальных сопротивлений установлен для резисторов: постоянных — от долей ома до единиц тераом; переменных проволочных — от 0,47 Ом до 1 МОм; переменных непроволочных — от 1 Ом до 10 МОм. Номинальные сопротивления резисторов, выпускаемых отечественной промышленностью в соответствии с рекомендациями МЭК (Международная электротехническая комиссия), стандартизованы. Для постоянных резисторов отечественного производства установлено шесть рядов: Е6; Е12;

Е24; Е48; Е96; Е192, а для переменных резисторов — ряд Е6. Цифра после буквы Е указывает число номинальных значений в каждом десятичном интервале. Например, по ряду Е6 номинальные сопротивления в каждой декаде должны соответствовать числам 1; 1,5; 2,2; 3,3; 4,7; 6,8 или числам, полученным умножением или делением этих чисел на 10n, где n — целое положительное или отрицательное число. Принцип построения рядов Е48, Е98 и Е192 аналогичен приведенному, возрастает лишь число промежуточных значений.

Температурным коэффициентом (ТКС) называется величина, характеризующая относительное изменение сопротивления на один градус Кельвина или Цельсия. ТКС характеризует обратимое изменение сопротивления резистивного элемента вследствие изменения температуры окружающей среды или изменения электрической нагрузки. Чем меньше ТКС, тем лучшей температурной стабильностью обладает резистор. На практике пользуются средним значением температурного коэффициента сопротивления, который определяется в интервале рабочих температур с помощью специального измерителя ТКС. Значения ТКС прецизионных резисторов лежат в пределах от единиц до 100-1061/°С, а резисторов общего назначения — от десятков до +2000-10'61/°С.

Собственные шумы резисторов складываются из тепловых и токовых шумов. Возникновение тепловых шумов связано с флуктуационными изменениями объемной концентрации свободных электронов в резистивном элементе, обусловленными их тепловым движением. Спектр частот тепловых шумов непрерывный.

Токовые шумы обусловлены флуктуациями контактных сопротивлений между проводящими частицами, а также трещинами и неоднородностями резистивного элемента. Эти флуктуации являются следствием изменения площади контактирования отдельных токопроводящих частей структуры резистивного элемента, перераспределения напряжения на отдельных зазорах между этими частицами, возникновения новых проводящих цепочек в относительно больших зазорах под действием высокой напряженности электрического поля и т.п.

Собственные шумы резисторов тем выше, чем больше температура и напряжение. Значение ЭДС шумов для непроволочных резисторов — от долей единиц до десятков и сотен микровольт на вольт.

У некоторых типов резисторов, особенно высоковольтных и высокоомных, в зависимости от приложенного напряжения может изменяться сопротивление, нарушая тем самым линейность вольтамперной характеристики. Причина заключается в зависимости концентрации носителей тока и их подвижности от напряженности электрического поля. Для оценки степени нелинейности пользуются коэффициентом напряжения. Он определяется относительным изменением сопротивления резисторов, измеренным при испытательных напряжениях, соответствующих 10 и 100% его номинальной мощности рассеяния. Значение коэффициента напряжения колеблется у разных типов резисторов от единиц до десятков процентов.

Индуктивные элементы

Индуктивные элементы делятся на катушки индуктивности и трансформаторы [45,46].

По назначению катушки индуктивности можно разделить на четыре группы:

а) катушки контуров,

б) катушки связи,

в) дроссели высокой частоты и

г) дроссели низкой частоты.

По конструктивному признаку катушки могут быть разделены на однослой-ные и многослойные; цилиндрические, спиральные и тороидальные; экранированные и неэкранированные; катушки без сердечников и катушки с сердечниками и др.

Катушки индуктивности характеризуются следующими основными параметрами: индуктивностью и точностью, добротностью, собственной емкостью и стабильностью.

Однослойные катушки применяются на частотах выше 1500 кГц. Намотка может быть сплошная и с принудительным шагом. Однослойные катушки с принудительным шагом отличаются высокой добротностью (Q=150...400) и стабильностью;

применяются в основном в контурах коротких (KB) и ультракоротких (УКВ) волн [47]. Высокостабильные катушки, применяемые в контурах гетеродинов на KB и УКВ, наматываются при незначительном натяжении проводом, нагретым до 80...120°С.

Для катушек с индуктивностью выше 15... 20 мкГн применяется сплошная од-нослойная намотка. Целесообразность перехода на сплошную намотку определяется диаметром катушки. Ориентировочные значения индуктивности, при которых целесообразен переход на сплошную намотку:

Диаметр каркаса (в мм) 6 10 15 20 25 Индуктивность (в мкГн) 1,8 4 10 20 30

Катушки со сплошной намоткой также отличаются высокой добротностью и широко используются в контурах на коротких, промежуточных и средних волнах, если требуется индуктивность не выше 200... 500 мкГн. Целесообразность перехода на многослойную намотку определяется диаметром катушки. Ориентировочные значения индуктивности, при которых целесообразен переход на многослойную намотку:

Диаметр каркаса (в мм) 10 15 20 25 30 Индуктивность (в мкГн) 30 50 100 200 500

Индуктивность однослойной катушки рассчитывается по формуле:

L=0,01DN2/(1/D+0.44), где L — индуктивность (в мкГн), D — диаметр катушки (в см), 1 — длина намотки (в см), N — число витков.

Добротность однослойных катушек определяется в основном диаметром провода и шагом намотки (расстоянием между витками) х. Установлено [47], что на высоких частотах оптимальное значение диаметра намоточного провода определяется из выражения: d=0,707x.

Многослойные катушки разделяются на простые и сложные. Примерами простых намоток являются рядовая многослойная намотка и намотка "кучей" (или вна-вал). Несекционированные многослойные катушки с простыми намотками отличаются пониженной добротностью и стабильностью, большой собственной емкостью, требуют применения каркасов. Индуктивность многослойной катушки рассчитывается по формуле: L=0,08(DN)2/(ЗD+91+10t), где L — индуктивность катушки, мкГн; D — средний диаметр намотки, см; 1 — длина намотки, см; t — толщина катушки, см; N — число витков.

Если задана индуктивность и нужно рассчитать число витков, то следует задать величины D, 1 и t и подсчитать необходимое число витков. После этого следует произвести проверку толщины катушки по формуле: t=zNd2/1, где d — диаметр провода с изоляцией (в мм), z=l,05...1,3 — коэффициент неплотности намотки при d=1...0,08 соответственно.

Секционированные катушки индуктивности характеризуются достаточно высокой добротностью, пониженной собственной емкостью, меньшим наружным диаметром и допускают в небольших пределах регулировку индуктивности путем смещения секций. Они применяются как в качестве контурных в контурах длинных и средних волн, так и в качестве дросселей высокой частоты. Каждая секция представляет собой обычную многослойную катушку с небольшим числом витков. Число секций может быть от двух до восьми, иногда даже больше. Расчет секционированных катушек сводится к расчету индуктивности одной секции. Индуктивность секционированной катушки, состоящей из п секций: L= Lc[n+2k(n-l)], где Lс — индуктивность секции, k — коэффициент связи между смежными секциями (k=0,3 при расстоянии между секциями, равном половине ширины секции, которая равна среднему радиусу катушки).

Собственная емкость катушки понижает добротность и стабильность настройки контуров. В диапазонных контурах эта емкость уменьшает коэффициент перекрытия диапазона. Величина собственной емкости определяется типом намотки и размерами катушки. Наименьшая собственная емкость (несколько пФ) у однослой-ных катушек, намотанных с принудительным шагом. Многослойные катушки обладают большей емкостью, величина которой зависит от способа намотки. Так, емкость катушек с универсальной намоткой составляет 5...25 пФ, а с рядовой многослойной намоткой может быть выше 50 пф.

Дросселем высокой частоты называют катушки индуктивности, используемые в цепях питания в качестве фильтрующих элементов. Индуктивность дросселя должна быть достаточно большой, а собственная емкость — малой. Конструктивно дроссели высокой частоты выполняются в виде однослойных или многослойных катушек. Для дросселей длинных и средних волн применяется секционированная многослойная намотка. Дроссели для коротких волн и для метровых волн обычно имеют однослойную намотку — сплошную или с принудительным шагом. В качестве каркаса часто используются керамические стержни от резисторов. Расчет числа витков дросселя производится так же, как и расчет числа витков катушек индуктивности.

В катушках с большой индуктивностью применяются сердечники из ферромагнитных материалов. Индуктивность катушки с замкнутым стальным сердечником L=0.0126MSN2/Ic [мкГн], где ц — магнитная проницаемость материала (для электротехнических сталей находится в диапазоне 200...500), S — сечение сердечника (в см2), N — число витков катушки, Iс — средняя длина магнитного пути, см (например, для круглого сердечника — длина его средней окружности).

Полупроводниковые диоды

В технических условиях и справочных листах на полупроводниковые диоды среди электрических параметров выделяют так называемые классификационные параметры. По этим параметрам из группы полупроводниковых диодов выбирают необходимый тип (подтип). Если для выпрямительных диодов в качестве классификационного параметра обычно указывается обратное напряжение, то импульсные диоды классифицируются по времени восстановления обратного сопротивления, стабилитроны — по напряжению стабилизации и т.д. В зависимости от конструкции, технологии изготовления и назначения диодов в технических условиях и справочных листах может указываться несколько классификационных параметров.

Выпрямительные диоды предназначены для использования в разнообразных выпрямительных схемах, работающих обычно на токах низкой частоты (50...2000 Гц). Для таких диодов указывается среднее значение прямого тока или величина выпрямленного тока (в последний входит и обратный ток диода во время действия полуволны обратного напряжения). Падение напряжения на диоде при этом характеризуется средним значением прямого напряжения за период. Если выпрямитель работает на емкостную нагрузку, мгновенное значение прямого тока может значительно превышать среднее значение тока. Предельный электрический режим использования диодов характеризуется следующими параметрами: максимальное обратное напряжение — напряжение любой формы и периодичности; максимальное значение прямого тока или выпрямленного тока в зависимости от конкретного схемного применения диода.

Высокочастотные диоды — приборы универсального назначения. Они могут быть использованы для выпрямления токов в широком диапазоне частот (до нескольких сотен МГц), модуляции, детектирования и других нелинейных преобразований электрических сигналов. Свойства высокочастотных диодов характеризуют следующие параметры: падение напряжения на диоде при протекании через него постоянного прямого тока; обратный ток при заданном обратном напряжении; дифференциальное сопротивление диода; диапазон рабочих частот, на любой частоте этого диапазона выпрямленный диодом ток не должен быть меньше заданного уровня по сравнению со значением выпрямленного тока на частоте нижнего предела диапазона.

Импульсные диоды предназначены для использования в качестве ключевых элементов в схеме при малых длительностях импульсов и переходных процессов (микросекунды и доли микросекунд). При коротких импульсах учитывается инерционность процессов включения и выключения диодов. После включения прямого тока напряжение на диоде устанавливается не мгновенно. Интервал времени от начала импульса прямого тока до момента, когда напряжение на диоде упадет до заданного уровня, называется временем установления прямого сопротивления диода. Отношение максимального импульсного прямого напряжения на диоде к импульсу прямого тока называется импульсным сопротивлением диода. При протекании прямого тока в базе диода накапливается заряд. При подаче запирающего напряжения этот заряд рассасывается и вызывает протекание импульса обратного тока, который может во много раз превышать установившееся значение обратного тока. Интервал времени от момента, когда ток через диод равен нулю, до момента, когда обратный ток уменьшится до заданного уровня, называется временем восстановления обратного сопротивления диода. Импульсные диоды характеризуются малым значением барьерной емкости, измеряемой как емкость между выводами при заданном напряжении смещения.

Стабилитроны — диоды, предназначенные для стабилизации напряжения в схеме при изменении тока, протекающего через диод. Основной параметр стабилитрона — напряжение стабилизации в рабочей точке, для которой задается дифференциальное сопротивление стабилитрона — отношение изменения напряжения стабилизации к вызвавшему его малому изменению тока стабилизации. Нормируется также дифференциальное сопротивление при минимальном токе стабилизации. Важным параметром является ТКН (температурный коэффициент напряжения стабилизации) — отношение относительного изменения напряжения к абсолютному изменению температуры окружающей среды. Значение ТКН выражается в процентах на 1° С. Стабильность работы стабилитронов характеризуется величиной дрейфа напряжения стабилизации, указывающей максимальную абсолютную величину изменения напряжения стабилизации в течение заданного времени. Нормируется также разброс напряжения стабилизации от прибора к прибору. Диод, в котором для стабилизации используется прямая ветвь ВАХ, называют стабистором. Напряжение стабилизации стабисторов составляет всего несколько десятых долей вольта. Максимальный режим работы для стабилитронов и стабисторов характеризуется максимальным током стабилизации и максимальной рассеиваемой мощностью.

Туннельный диод характеризуется наличием на его ВАХ участка с отрицательным дифференциальным сопротивлением. Отрицательное сопротивление сохраняется до сотен и тысяч МГц. Наличие в характеристике туннельного диода участка с отрицательным сопротивлением позволяет использовать его в усилителях, генераторах синусоидальных и релаксационных колебаний, переключающих схемах.

Диоды Шотки отличаются от диодов на р—-n-переходах отсутствием инжек-ции неосновных носителей. Это означает, что у них отсутствует диффузионная емкость, связанная с накоплением и рассасыванием неосновных носителей в базе, а это существенно повышает быстродействие диодов при изменениях токов и напряжений, в том числе при переключениях с прямого направления на обратное и с обратного на прямое. Время таких переключении определяется только барьерной емкостью и у диодов с малой площадью может составлять десятые и сотые доли на-носекунды. Соответствующие рабочие частоты лежат в пределах 3...15 ГГц. Не менее важной особенностью диодов Шотки является значительно меньшее прямое напряжение по сравнению с напряжением нар—га-переходе. Это объясняется тем, что ВАХ у диодов Шотки описывается той же классической формулой (4.7), что и у р—n-переходов, но тепловой ток существенно больше, поскольку диффузионная скорость, характерная для р—n-перехода, у диода Шоттки заменяется на среднюю тепловую скорость носителей. Последняя превышает величину диффузионную примерно на 3 порядка. В таком же отношении различаются и тепловые токи. В конечном итоге это означает, что прямое напряжение у диодов Шотки будет примерно на 0,2 В меньше, чем у р—га-перехода. Такое различие иногда весьма существенно, например, при использовании таких диодов для предотвращения насыщения транзисторных ключей. Типичными для диодов Шоттки являются прямые напряжения 0,4 В. Что касается обратных токов, то они могут составлять, в зависимости от площади, единицы и десятые доли пикоампер, т.е. близки к реальным обратным токам кремниевых р—га-переходов, определяемым термогенерацией. Еще одна особенность диодов Шотки состоит в том, что их прямая ВАХ строго подчиняется экспоненциальному закону (4.7) в очень широком диапазоне токов — на протяжении нескольких декад, от 10-12 до 104 А. Отсюда следует возможность использования диодов Шотки в качестве прецизионных логарифмирующих элементов.

Тот факт, что барьеры Шоттки получили распространение сравнительно недавно (в начале 70-х годов), хотя их теория была разработана в двадцатых годах, объясняется, во-первых, тем, что для получения качественных барьеров необходимо было осуществить "органичный" (не прижимной) контакт металла с полупроводником, что оказалось возможным только после освоения техники вакуумного напыления пленок. Во-вторых (особенно для диодов), необходимо было обеспечить малое сопротивление базы при достаточно высоком пробивном напряжении, а это удалось достигнуть только после освоения эпитаксиальной технологии.

Дополнительные сведения по элементной базе

2.1. Конденсаторы

2.2. Коммутационные устройства

2.3. Резисторы

2.4. Индуктивные элементы

2.5. Полупроводниковые диоды

2.6. Биполярные транзисторы

Из истории радиосвязи

История радиосвязи, очевидно, начинается с создания Максвеллом теории электромагнитного поля. На ее основе он предсказал в 1865 г. важный эффект — существование в свободном пространстве электромагнитного излучения и его распространения со скоростью света. Затем последовали опыты Г. Герца по проверке основных положений теории Максвелла. В 1887 г. он предложил конструкцию генератора электромагнитных колебаний (вибратор Герца) и метод их обнаружения с помощью такого же вибратора (резонатор Герца). В течение последующего года Герц экспериментально доказал существование электромагнитных волн, распространяющихся в свободном пространстве и предсказанных Максвеллом.

В России одним из первых изучением электромагнитных волн занялся преподаватель офицерских курсов в Кронштадте Александр Степанович Попов. Начав с воспроизведения опытов Герца, он затем нашел более надежный и чувствительный способ регистрации электромагнитных волн.

В качестве элемента, непосредственно "чувствующего" электромагнитные волны, А. С. Попов применил когерер. Этот прибор представляет собой стеклянную трубку с двумя электродами. В трубке помещены мелкие металлические опилки. Действие прибора основано на влиянии электрических разрядов на металлические порошки. В обычных условиях когерер обладает большим сопротивлением, так как опилки имеют плохой контакт друг с другом. Пришедшая электромагнитная волна создает в когерере переменный ток высокой частоты. Между опилками проскакивают мельчайшие искры, которые спекают опилки. В результате сопротивление когерера резко падает (в опытах А. С. Попова со 100 000 до 1000—500 Ом, т.е. в 100—200 раз). Снова вернуть прибору большое сопротивление можно, если встряхнуть его. Для автоматизации процесса, необходимого при осуществлении беспроволочной связи, А. С. Попов использовал звонковое устройство для встряхивания когерера после приема сигнала. Цепь электрического звонка замыкалась с помощью чувствительного реле в момент прихода электромагнитной волны. С окончанием приема волны работа звонка прекращалась, так как молоточек звонка ударял не только по звонковой чашке, но и по когереру.

Чтобы повысить чувствительность аппарата, А. С. Попов один из выводов когерера заземлил, а другой присоединил к высоко поднятому куску проволоки, создав первую приемную антенну для беспроводной связи. Заземление превращало проводящую поверхность земли в часть открытого колебательного контура, что увеличивало дальность приема. Хотя современные радиоприемники очень мало напоминают приемник А. С. Попова, основные принципы их действия те же. Современный приемник также имеет антенну, в которой приходящая волна вызывает слабые электрические колебания. Как и в приемнике Попова, эти колебания сигнала управляют усилительным устройством — реле.

7 мая 1895 г. А. С. Попов продемонстрировал свой грозоотметчик (радиоприемник) на заседании физического отделения Российского физико-химического общества и прочитал доклад "Об отношении металлических порошков к электрическим колебаниям", здесь же он высказал мысль о возможности применения своего грозоотметчика для передачи сигналов на расстояние. 24 марта 1896 г. на заседании физического отделения Российского физико-химического общества он продемонстрировал передачу сигналов на расстояние 250 м, передав первую в мире радиограмму, состоявшую всего из двух слов — "Генрих Герц". В 1897 г. Попов обнаружил явление отражения волн от предметов (в частности, от кораблей), находящихся на пути их распространения. Это явление в будущем положено в основу радиолокации.

А. С. Попов продолжал настойчиво совершенствовать приемную и передающую аппаратуру. Он ставил своей непосредственной задачей создать прибор для передачи сигналов на большие расстояния. Попов вскоре добился дальности связи более 600 м. Затем на маневрах Черноморского флота в 1899 г. ученый установил радиосвязь на расстоянии свыше 20 км, а в 1901 г. дальность радиосвязи была уже 150 км. Важную роль в этом сыграла новая конструкция передатчика. Искровой промежуток был размещен в колебательном контуре, индуктивно связанном с передающей антенной и настроенном с ней в резонанс. Существенно изменились и способы регистрации сигнала. Параллельно звонку был включен телеграфный аппарат, позволивший вести автоматическую запись сигналов. В 1899 г. была обнаружена возможность приема сигналов с помощью телефона. В начале 1900 г. радиосвязь успешно использовалась во время спасательных работ в Финском заливе. При участии А. С. Попова началось внедрение радиосвязи на флоте и в армии России.

За рубежом опыты с электромагнитными волнами проводились Г. Маркони, итальянским физиком, инженером и предпринимателем. В 1896 г. он переехал в Англию, а в 1897 г. получил патент на применение электромагнитных волн для беспроводной связи (А. С. Попов свое открытие не патентовал). Схема приемника Маркони была такой же, как и у Попова. Благодаря большим материальным ресурсам и энергии Маркони добился широкого практического применения нового способа связи. В 1901 г. он осуществил радиосвязь через Атлантический океан. Его деятельность сыграла значительную роль в развитии радиотехники, в частности, в распространении радио как средства связи, и была отмечена Нобелевской премией (1909 г.).

Со времени изобретения А. С. Попова техника радиоприема шагнула вперед и сильно усложнилась. Главную роль в ее совершенствовании сыграло бурное развитие электроники. Однако и в структуре современного радиоприемного устройства и в принципах его действия сохраняется много общего с первым радиоприемным устройством А. С. Попова.

В 1899 г. А. С. Попов и П. Н. Рыбкин открыли возможность слухового радиоприема с использованием телефона в качестве воспроизводящего устройства. Когерер при этом не встряхивался, а преобразование прерывистого тока высокой частоты в ток низкой частоты происходило благодаря выпрямительному действию контактных соединений в когерере. Явление односторонней проводимости электрических цепей, содержащих полупроводники, приводящее к выпрямлению переменного тока, в дальнейшем стало называться контактным детектированием. Впоследствии А. С. Поповым, а затем и другими исследователями были созданы более чувствительные детекторы. Подробные исследования контактного детектирования были проведены известным немецким физиком К. Ф. Брауном.

Радиоприемники нового типа, получившие название детекторных, не содержали усилительных элементов и поэтому не могли обеспечить пишущий телеграфный прием, но ввиду высокой чувствительности телефона и способности человеческого уха различать слабые звуковые колебания позволяли осуществить слуховой прием на сравнительно больших расстояниях.

Дальнейшее развитие радиоприемной техники включало следующие этапы.

Первые ламповые радиоприемники. Начало широкого практического применения усилительных электронных ламп в радиоприемниках относится в основном к началу первой мировой войны, когда были разработаны и освоены схемы ламповых усилителей, генераторов, детекторов и регенераторов. Развитию ламповых радиоприемников способствовал успех развернувшихся примерно с 1913 г. работ по усовершенствованию катодов и улучшению вакуума приемно-усилительных ламп.

Заменив электромагнитное реле и когерер, электронные лампы позволили значительно более эффективно осуществить усиление радиосигналов, имевшее место уже и в первом радиоприемнике. В дальнейшем развитие техники вакуумных электронных ламп дало возможность усилить не только импульсные сигналы, но также и колебания произвольного вида, что обеспечило широкие возможности для развития радиотелефонии.

Для этого периода характерно широкое использование принципов регенеративного радиоприема, предложенного в 1913 г. американским ученым Армстронгом и заключающегося в использовании положительной обратной связи для повышения добротности входного колебательного контура. Регенерация заметно улучшала качество ламповых радиоприемников и поэтому широко применялась в них более двадцати лет.

Кристадин Лосева. Полупроводниковый диод имеет по сравнению с электронной лампой гораздо более простую конструкцию. Кроме того, он не имеет нити накала, требующей питания электрическим током. Это делает его более экономичным и долговечным, чем лампа. Однако свойство лампы усиливать электрические колебания сделало возможным быстрое развитие радиотехники и привело к вытеснению полупроводниковых диодов лампами. Стремление сочетать положительные свойства электронной лампы и кристаллического диода побудило сотрудника Нижегородской радиолаборатории О. В. Лосева исследовать возможность применения кристаллических диодов вместо ламп в гетеродинных и регенеративных радиоприемниках. Им было обнаружено, что вольтамперная характеристика некоторых типов диодов имеет отчетливо выраженный участок с отрицательным сопротивлением для переменного тока (что-то типа современного туннельного диода). Включение такого сопротивления в колебательной контур позволило получить эффект усиления высокочастотных колебаний.

Радиоприемники прямого усиления. До 1930—1932 гг. почти все радиоприемники выполнялись по схеме прямого усиления. Характерными признаками таких приемников было наличие следующих элементов:

а) Входное устройство, содержащее один или несколько колебательных контуров, настраиваемых на частоту принимаемого сигнала. Назначение входного устройства — связать приемник с антенной и выделить из колебаний, приходящих в антенну, колебания нужной частоты;

б) Усилитель высокой частоты. Содержит колебательные контуры, настроенные на частоту принимаемого сигнала, т.е. является резонансным усилителем. Назначение его — усиление сигнала до детектора. Благодаря колебательным контурам в усилителе дополнительно отфильтровываются посторонние высокочастотные колебания, наложение которых на сигналы радиопередатчика могло бы исказить их и сделать неразборчивыми;

в) Детектор, преобразующий модулированное высокочастотное напряжение в относительно низкочастотное, соответствующее передаваемому сообщению;

г) Усилитель частоты модуляции (в данном случае — усилитель низкой частоты).

Получение значительного усиления сигналов высокой частоты было затруднено, поскольку в усилителях радиоприемников применялись исключительно трехэлектродные лампы. Междуэлектродная емкость сетка-анод, достигающая в триодах нескольких пикофарад, создает на высокой частоте обратную связь выходной (анодной) цепи усилителя с его входной (сеточной) цепью и при достаточном коэффициенте усиления может вызвать самовозбуждение усилителя. Для борьбы с этим эффектом в прошлом находили большое применение специальные схемы нейтрализации междуэлектродной емкости, подобные тем, которые и теперь применяются в некоторых узлах радиоприемников и радиопередатчиков. Нейтрализация сравнительно легко достигается при фиксированной частоте сигналов, но довольно затруднена в усилителе с переменной настройкой колебательных контуров.

Гораздо лучшим выходом из положения явилось применение высокочастотных усилительных тетродов, которые радиопромышленность начала выпускать с 1930 г. В дальнейшем были разработаны и получили применение в усилителях высокой частоты приемников высокочастотные пентоды. Благодаря малой величине емкости сетка-анод этих ламп обратная связь стала несущественной, что позволило повысить коэффициент усиления.

Супергетеродинный радиоприем. Серьезный недостаток радиоприемника прямого усиления состоит в сильном изменении вида его частотной характеристики и коэффициента усиления при перестройке колебательных контуров входного устройства и резонансного усилителя высокой частоты с одной частоты на другую.

Известно, что чем выше резонансная частота колебательного контура, тем шире его резонансная кривая. Поэтому на средних и промежуточных волнах колебательные контуры пропускают более широкую полосу частот, чем необходимо для приема сигнала, т.е. наряду с сигналами нужного радиопередатчика они пропускаю и посторонние сигналы — помехи. В еще большей степени это проявляется на коротких волнах, где резонансная кривая становится более широкой, т.е. частотная избирательность колебательного контура оказывается еще менее удовлетворительной.

В результате исследований особенностей распространения коротких волн (начиная с 1924—1926 гг.) эти волны стали интенсивно использоваьбся для дальней радиосвязи. Это сделало особенно острой необходимость значительного усовершенствования радиоприемных устройств.

Чтобы повысить остроту резонанса колебательных контуров, потребовалось понизить частоту радиосигналов при сохранении закона их модуляции. Преобразование частоты сигнала используется в супергетеродинных радиоприемниках. Несущая частота сигнала, с которой он излучается антенной радиопередатчика и распространяется в виде радиоволн, называется радиочастотой. Новую несущую частоту сигнала, полученную в результате преобразования, назвали промежуточной частотой.

После преобразования частоты сигнал остается модулированным по прежнему закону. Он усиливается далее резонансным усилителем промежуточной частоты и затем подвергается обычному детектированию. Если требуется получить слуховой прием телеграфных сигналов, передаваемых незатухающими и немодулированными колебаниями, осуществляют гетеродинное детектирование. Для этого к детектору дополнительно подводится напряжение от второго гетеродина (см. рис. 13.1).

Независимо от частоты принимаемого сигнала промежуточная частота обычно делается постоянной, что всегда можно осуществить соответствующим выбором частоты первого гетеродина. Это обеспечивает супергетеродинному радиоприемнику следующие существенные преимущества:

1. Колебательные контуры, входящие в усилитель промежуточной частоты, не должны перестраиваться на разные частоты. Это упрощает конструкцию контуров и приемника в целом. При этом оказывается возможным иметь в приемнике много колебательных контуров, что обеспечивает высокую избирательность приема.

2. Благодаря фиксированной настройке колебательных контуров частотная характеристика усилителя промежуточной частоты не зависит от частоты принимаемого сигнала. Полоса пропускания входного устройства и усилителя радиочастоты делается шире необходимой общей полосы пропускания приемника и поэтому почти не влияет на вид общей частотной характеристики. В результате частотная характеристика и коэффициент усиления радиоприемника определяются в основном свойствами усилителя промежуточной частоты и сравнительно мало зависят от частоты принимаемых сигналов.

3. При усилении сигналов с более низкой (промежуточной) частотой снижается влияние паразитных обратных связей, что позволяет повысить коэффициент усиления каждой усилительной ступени. Нужный коэффициент усиления достигается при этом с меньшим количеством ламп, чем в приемнике прямого усиления.

Первые супергетеродинные радиоприемники были разработаны в 1917—1918 гг., однако в тот период коротковолновый диапазон еще не использовался. Количество радиопередатчиков было сравнительно невелико, а дальность их действия была гораздо меньше, чем в настоящее время. Поэтому не было необходимости в значительном улучшении избирательности. К тому же в 1924—1925 гг. получили большое распространение схемы нейтрализации емкости сетка-анод трехэлектродных усилительных ламп, что позволило улучшить качество радиоприемников прямого усиления.

Появление в 1927—1928 гг. экранированных ламп (тетродов) также позволило улучшить качество радиоприемников прямого усиления, что способствовало применению их в течение еще некоторого времени. В дальнейшем, приблизительно с 1930 г., рост требований к качественным показателям радиоприемников и появление специальных ламп для преобразования частоты сделали супергетеродинный радиоприемник основным и самым распространенным типом радиоприемного устройства.

Преимущества супергетеродинного радиоприема в значительной степени способствовали освоению ультракоротковолнового диапазона. Интерес к этому диапазону значительно повысился после 1932—1935 гг., когда ранее освоенные диапазоны длинных, средних, промежуточных и коротких волн оказались уже сильно загруженными и когда достижения радиотехники и электроники сделали возможным освоение ультракоротких волн. Этот диапазон имеет очень большую протяженность. Ширина полосы частот, соответствующих длинам волн от 10 м до 1 см, составляет около 30 000 МГц, в то время как ширина полосы частот "старых" диапазонов длин волн от 20 км до 10 м — всего лишь около 30 Мгц. Это позволяет разместить в диапазоне ультракоротких волн очень большое количество каналов радиосвязи и осуществить специальные системы радиопередачи, требующие для каждой радиолинии широкой полосы частот. В частности, в этом диапазоне оказалось возможным широко применить частотную модуляцию, обеспечивающую высокую помехоустойчивость радиоприема.

Универсальные функциональные преобразователи

Функциональными преобразователями или нелинейными решающими блоками называют устройства, воспроизводящие заданные нелинейные функции одного или нескольких аргументов. Кроме моделирующих устройств, они применяются для линеаризации датчиков (см. разд. 10.2) и в качестве корректирующих звеньев в автоматических системах управления для улучшения их динамических характеристик [29,65].

Функциональные преобразователи разделяются на универсальные и специализированные. Универсальные преобразователи позволяют с помощью одного устройства воспроизводить различные функциональные зависимости. Специализированные же преобразователи используются, как правило, для воспроизведения только одной определенной зависимости. Примерами специализированных преобразователей могут служить устройства, использующие квадратичные или логарифмические участки вольтамперных характеристик электронных приборов и т.п. К ним относятся также устройства для деления и перемножения сигналов, возведения в степень, имитаторы нелинейности звеньев автоматических систем управления.

При формировании нелинейной зависимости используется ступенчатая или кусочно-линейная аппроксимация. При этом исходные данные задаются в виде аналитической зависимости, которая при реализации может быть расчленена на элементарные математические операции; в виде графической зависимости; в виде семейства кривых, записанных каким-либо способом, а также в виде таблиц с указанием способа интерполяции между заданными точками.

Различают преобразователи разомкнутого и компенсационного (следящего) типа. Основные требования, предъявляемые к функциональным преобразователям, заключаются в следующем [29].

1. Функциональное преобразование должно выполняться над входными величинами, заданными в виде напряжений постоянного тока в диапазоне значений, допускаемых для используемых при этом операционных усилителей.

2. Входное сопротивление функционального преобразователя не должно быть ниже 10...50 кОм, выходное — не выше 10...20 Ом. Функциональный преобразователь должен обладать также достаточной выходной мощностью для удобства сопряжения с другими элементами.

3. Воспроизведение заданной функции должно быть выполнено с точностью не ниже 1...2% от полной шкалы.

4. Уровень шумов в выходном напряжении (постоянного тока) не должно превышать 5...10 мВ.

5. Функциональные преобразователи должны воспроизводить однозначные и неоднозначные нелинейные зависимости, а также нелинейные зависимости, приводимые к элементарным функциям и полученные в результате эксперимента.

6. Обеспечение возможности воспроизведения нелинейных зависимостей с малым и большим значением первой производной, а также немонотонных функций с большим числом экстремумов.

Из электронных функциональных преобразователей наибольшее распространение получили диодные преобразователи. Они представляют собой в большинстве случаев параметрические устройства, использующие кусочно-линейную аппроксимацию заданной функции.

Диодные функциональные преобразователи делятся на две группы. Первая группа представляет собой делители напряжения с переменным коэффициентом деления, вторая — решающие усилители с переменным коэффициентом передачи.

Схема преобразователя первой группы показана на рис. 14.5, а. Она содержит два одинаковых плеча, одно из которых (левое) формирует синтезируемую функцию в первом квадранте, а второе (правое) — в третьем. Каждое плечо схемы (далее используются обозначения только для левого плеча) содержит делитель опорного напряжения Uop на резисторах R01 — R04, три диода VD1...VD3 с последовательно включенными резисторами R1...R3. Выходной сигнал преобразователя Uo подается на вход канала А осциллографа, а входной Ui — на вход канала В и вход преобразователя. В качестве источника входного (испытательного) сигнала используется функциональный генератор, режимы работы которого показаны на рис. 14.5, а.

Формируемая преобразователем функция Uo=f(Ui) (рис. 14.5, в) содержит две ветви (в первом и третьем квадрантах); они полностью идентичны вследствие симметрии плеч схемы на рис. 14.5, а. Каждая ветвь имеет три излома, что соответствует использованию трех цепочек из последовательно включенных диода и резистора.
Формирование функциональной зависимости Uo=f(Ui) происходит следующим образом (на примере левого плеча). С помощью делителя на резисторах R01...R04 и источника опорного напряжения Uop на катодах диодов VD1...VD3 формируются запирающие напряжения U01, U02, U03, равные 5, 10 и 15 В соответственно. В исходном состоянии Ui=0 и все диоды заперты. Когда Ui начинает увеличиваться, формируется первый (начальный) участок зависимости, при этом выходное напряжение изменяется в соответствии с выражением
(14.16)
где Si=Rn/(Rn+R) — крутизна первого участка.
Поскольку в нашем случае Rn>>R, то S1=l и Uo1=Ui. Заметим, что при определении сопротивления нагрузки необходимо учитывать также сопротивление, определяемое током утечки обратно смещенных диодов, если оно соизмеримо с сопротивлением резистора R.
Когда Ui достигает значения U01+Ud (Ud — падение напряжения на открытом диоде, примерно равное 0,6 В), открывается диод VD1 и начинается формирование второго участка кривой, при этом выходное напряжение
(14.17)
где S2=Re1/(Re1+R) — крутизна второго участка; Rе1=R1+Rd+RO¦¦(R02+R03+R04);
¦¦ — значок параллельного включения резисторов; Rd — сопротивление открытого диода VD1.
Когда Ui достигает значения U02+Ud открывается диод VD2 и начинается формирование третьего участка кривой в соответствии с выражением:
(14.18)
где S3=Rez/(Re2+R) — крутизна третьего участка.
Выражение для Re2 в рассматриваемом случае получается значительно сложнее, чем для Re1. Обычно на практике сопротивления резисторов R1...R3 выбираются достаточно большими, чтобы можно было пренебречь сопротивлением делителя опорного напряжения и сопротивлением открытого диода. И дело здесь не только в упрощении расчетов, но и в затруднении получить, например, точное значение сопротивления открытого диода, являющейся функцией проходящего через него тока. Если пренебречь влиянием указанных сопротивлений, то для второго и третьего участков будем иметь
(14.19)
Аналогичным образом формируется и четвертый участок синтезируемой зависимости. Заметим, что каждый следующий участок зависимости Uo=f(Ui) служит продолжением предыдущего, являясь своеобразным "пьедесталом" для формирования нового участка и обеспечивая тем самым непрерывность аппроксимируемой функции.
Из рис. 14.5, а нетрудно видеть, что с увеличением выходного напряжения Uo приращения входного Ui уменьшаются. Поэтому такой преобразователь принято называть преобразователем для воспроизведения функции с убывающей производной (выпуклая кривая). Для формирования функций с возрастающей производной (вогнутая кривая) все диоды преобразователя в исходном состоянии должны быть открыты, т.е. для реализации такого преобразователя достаточно изменить полярность включения диодов или полярность источника опорного напряжения. При изменении входного напряжения будут поочередно закрываться диоды, что будет вызывать увеличение крутизны при срабатывании очередного по порядку диода и, следовательно, преобразователем будет формироваться функция с возрастающей производной. Очевидно, что для такого преобразователя будут справедливы изложенные выще результаты анализа для схемы на рис. 14.5, а.
Из проведенного анализа видно, что для разработки функционального преобразователя рассмотренного типа необходимо:
О разбить заданную, например, в виде графика функцию на требуемое количество участков аппроксимации по оси Uo, при этом будут получены соответствующие
значения Uo на каждом участке (узлы аппроксимации


О по полученным значениям Uon рассчитать делитель опорного напряжения с учетом падения напряжения Ud на открытом диоде из условия, что ток через делитель равен 50...100 мА (для схемы на рис. 14.5, а он равен 20/400=0,05 А=50 мА), при этом на выходах делителя должны быть получены опорные напряжения


О по полученным в п. 1 разбиениям заданной функции определить приращения на каждом участке аппроксимации, соответствующие выбранным значениям Uo;
О для каждого участка аппроксимации заданной зависимости определить крутизну, т.е.


О задавшись сопротивлением резистора R в пределах 30... 50 кОм и используя формулы (14.16) — (14.19) и полученные в п. 4 значения крутизны для каждого участка, рассчитать значения сопротивлений


Как видно из анализа схемы диодного преобразователя на рис. 14.5, а, они просты по устройству и легко могут быть подстроены в процессе наладки (после проведения ориентировочных расчетов), что позволяет достичь точности воспроизведения заданной функции до десятых долей процента от ее максимального значения [61]. Основными недостатками таких преобразователей является ограниченный динамический диапазон по выходному напряжению (по сравнению с входным), что накладывает ограничения при воспроизведении немонотонных функций, а также сильная зависимость точности воспроизведения от нагрузки.


Более совершенными являются диодные функциональные преобразователи, реализующие метод решающего усилителя с переменным коэффициентом передачи. В таких преобразователях чаще всего используются диодные ячейки, показанные на рис. 14.6. Двухполюсная ячейка (рис. 14.6, а) отличается простотой расчета и последующей настройки, однако для каждой такой ячейки требуется незаземленный источник опорного напряжения UO. Для трехполюсной ячейки (рис. 14.6, б) источник опорного напряжения UO общий для всех ячеек, необходимое запирающее (или отпирающее) напряжение на диоде VD формируется с помощью резисторов RO и Ri, которые одновременно используются и при формировании крутизны моделируемой функции на соответствующем участке аппроксимации. Это обстоятельство создает определенные трудности при расчетах и последующей экспериментальной подстройке.
При построении рассматриваемых преобразователей используются в различных комбинациях схемы на рис. 14.7. Если принять, что для данного участка воспроизводимой функции сопротивление соответствующей диодно-резистивной ячейки равно Rd1 а для схемы на рис. 14.7, в — Rd1 и Rd2, то крутизна формируемого участка (коэффициент передачи суммирующего усилителя) для схем на рис. 14.7, а, б, в
соответственно составит:



. Знак - указывает на инвертирующие своства суммирующего усилителя.


В качестве примера рассмотрим функциональный преобразователь с двухполюсными диодными ячейками, схема которого приведена на рис. 14.8, а. Преобразователь содержит два идентичных набора из трех двухполюсных диодных ячеек с опорными (запирающими) напряжениями 5,10 и 15 В (как и в схеме на рис. 14.5, а). Начальный участок моделируемой функции (до срабатывания диодов VD1 или VD1') формируется с помощью резистора RO. В положении "сдвоенного" переключателя X, показанном на схеме и управляемого клавишей Х клавиатуры, преобразователь реализует схему включения на рис. 14.7, а; при переводе этого переключателя в другое (противоположное) положение — схему на рис. 14.7, б. Суммирующий усилитель выполнен на операционном усилителе OU1, на OU2 выполнен инвертирующий усилитель с коэффициентом передачи -1. В положении ключа Z, показанном на схеме рис. 14.8, а, моделируемая знакопеременная функция имеет вид, показанный на рис. 14.8, б. При переводе ключа Z одноименной клавишей клавиатуры в другое положение моделируемая функция имеет вид, показанный на рис. 14.8, в.
Из сравнения кривых на рис. 14.8, б и 14.8, в видно, что они абсолютно идентичны, но располагаются в различных квадрантах. Из схемы преобразователя видно, что достигается это использованием инвертирующего усилителя на OU2: в первом случае (рис. 14.8, б) выходной сигнал преобразователя снимается с выхода OU2, а во втором (рис. 14.8, в) — с выхода OU1.
Теперь вернем переключатель Z в исходное состояние (показанное на рис. 14.8, а), а переключатели Х одноименной клавишей переведем в другое положение. Для этого случая моделируемая функция показана на рис. 14.8, г.
Из сравнения функций на рис. 14.8, б и 14.8, г видно, что эти функции отличаются не только крутизной участков аппроксимации, но и характером производной: в первом случае она возрастающая, а во втором — убывающая. Из схемы преобразователя видно, что такой эффект достигается за счет включения собственно диодного преобразователя на входе решающего усилителя на OU1 (реализуется схема на рис. 14.7, а) или в цепь его отрицательной обратной связи (реализуется схема на рис. 14.7, б).
Во всех рассмотренных режимах работы преобразователя на рис. 14.8, а формирование начального (нулевого) участка производится с помощью резисторов R и RO, т.е. крутизна этого участка равна So=R/RO вплоть до момента срабатывания диода VD1 (или VD1'). Однако из-за сравнительно большого сопротивления последовательно включенного с этим диодом резистора R1=10 кОм и существенной нелинейности начального участка вольтамперной характеристики диода процесс его



переключения затягивается. Это явление удобно наблюдать в увеличенном масштабе в режиме ZOOM осциллографа. Кривая на рис. 14.8, б в таком режиме показана на рис. 14.9, из которого видно, что первый излом функции наблюдается при Ui=Tl=5,6 В (в этой точке установлена визирная линейка 1), а второй излом — при Ui=T2=10,35 В (визирная линейка 2), т.е. с увеличением тока через диод (за счет уменьшения сопротивления последовательно включенного с ним резистора) напряжение его срабатывания как бы уменьшается. Однако это можно трактовать и по-другому. Когда входное напряжение достигает опорного уровня, например, U01=5 В, диод VD1 приоткрывается и начинается процесс шунтирования резистора RO сопротивлением Rl+Rd(Ui). Когда напряжение Ui незначительно превышает опорное напряжение U01, рабочая точка диода находится на пологом участке характеристики и его сопротивление Ra(Ui)>Rl. С увеличением Ui увеличивается ток через диод и уменьшается Ra(Ui), однако за счет одновременного увеличения падения напряжения на резисторе R1 этот процесс замедляется. Такое "топтание на месте" за счет существенной нелинейности начального участка вольтамперной характеристики диода и вызывает наблюдаемую задержку в формировании очередного участка аппроксимации. При этом с уменьшением сопротивления последовательно включенного с диодом резистора время "топтания на месте", естественно, уменьшается, что мы и наблюдаем на рис. 14.9.


Из имеющихся в программе EWB библиотечных компонентов в качестве универсального функционального преобразователя может быть использован управляемый полиномиальный источник (в дальнейшем — блок), выходной сигнал которого описывается полиномом следующего вида (см. гл. 4):


Коэффициенты полинома А...К задаются с помощью диалогового окна. Например, для случая преобразователя с квадратичной передаточной характеристикой, схема которого показана на рис. 14.10, параметры диалогового окна имеют значения, приведенные на рис. 14.11.
Как следует из рис. 14.10, источник входного сигнала подключен ко входу 1 преобразователя, т.е. в вышеприведенной формуле Vl=Ui. В таком случае на основании данных окна (рис. 14.11) выражение для выходного напряжения модели может быть записано в следующем виде:
(14.20)
Постоянная А в диалоговом окне задается в вольтах, входное напряжение (см.
лицевую панель генератора на рис. 14.10)



Учитывая известное из тригонометрии выражение


из (14.20)получаем




Результаты моделирования рассматриваемого преобразователя показаны на рис. 14.12, откуда видно, что на выходе преобразователя действительно формируется сигнал в соответствии с выражением (14.21).
Передаточная характеристика преобразователя (рис. 14.13) действительно имеет квадратичный характер, однако ее изображение искажено. Искажения носят гистерезисный характер и объясняются дрожанием фазы колебаний функционального генератора, поскольку формирование передаточной характеристики происходит в течение нескольких периодов его колебаний. В связи с этим была разработана модель генератора одиночного треугольного сигнала, оформленная в виде подсхемы gen1 (рис. 14.14, а).


Генератор выполнен на базе интегратора, двух источников постоянного напряжения Ul, U2 и программно управляемых переключателей 1, 2, 3 из библиотеки Control, параметры которых с помощью диалогового окна выбраны следующим образом: время включения Топ=0 для всех переключателей, время выключения Toff выбрано равным 2, 6 и 8 с соответственно для переключателей 1, 2, и 3. В момент t<0 (перед пуском) все переключатели находятся в положении, показанном на рис. 14.19, в момент пуска (t=0) все переключатели переводятся в противоположное положение, при этом ко входу интегратора оказывается подключенным источник напряжения U2 положительной полярности и на его выходе начинает формироваться первая половина отрицательной полуволны треугольного сигнала (см. осциллограмму на рис. 14.14, б). Поскольку источник напряжения U2 подключается ко входу интегратора на время 2с, то за это время напряжение на его выходе достигает значения Uo=:tU2/RC=2•2/106•10-6=4 В, что совпадает с амплитудным значением на осциллограмме. В момент t=2 с переключатель 1 возвращается в исходное состояние и ко входу интегратора на время 4 с подключается источник отрицательного напряжения U2, после чего начинается формирование второй половины отрицательной полуволны и первой половины положительной полуволны. Нетрудно подсчитать, что амплитуда положительной полуволны также будет равна 4 В. В момент t=6c ключ 2 переводится в исходное состояние и ко входу интегратора на время 2 с подключается источник напряжения U2, в результате чего формируется вторая половина положительной полуволны выходного сигнала. В момент t=8 с формирование периода треугольного сигнала заканчивается и выход интегратора переключателем 3 подключается к общей шине (заземляется).
Результаты моделирования преобразователя на рис. 14.10 (при А = 0) с использованием рассмотренного генератора вместо функционального генератора показаны на рис. 14.15, из которого видно, что искажения изображения характеристики отсутствуют.



В заключение рассмотрим преобразователь с кубичной передаточной характеристикой (рис. 14.16, а). Преобразователь содержит два полиномиальных блока Р1 и Р2. В первом блоке реализуется рассмотренная выше квадратичная функция (при А=0), а во втором — функция перемножения входного сигнала Ui и выходного сигнала первого блока (для Р2 выбрано А=0 и F=1, см. рис. 14.11). Таким образом, для этого преобразователя Uo=(Ui)3. В качестве источника испытательного сигнала используется рассмотренный выше генератор genl. Передаточная характеристика преобразователя показана на рис. 14.16, б.
Таким образом, на базе управляемого полиномиального источника напряжения (блока) можно создавать разнообразные функциональные преобразователи для моделирования элементов систем автоматического управления (к сожалению, их нельзя встраивать в реальные системы).


Следует отметить, что наличие в системе регулирования звена с квадратичной или кубичной характеристикой приводит к увеличению коэффициента усиления с увеличением входной величины. В одноконтурных системах регулирования это может привести к сужению области устойчивости системы, способствуя возникновению расходящихся колебаний при больших начальных отклонениях там, где чисто линейная система была бы устойчивой. В многоконтурных системах звено с квадратичной или кубичной характеристикой может оказаться полезным. Звенья с такими характеристиками иногда специально вводят в дополнительные обратные связи регулятора для улучшения качества процесса регулирования. Например, увеличение коэффициента обратной связи в регуляторе при больших отклонениях с помощью звена с кубичной характеристикой (в отличие от увеличения коэффициента усиления прямой цепи регулятора) может способствовать подавлению колебаний в процессе регулирования и расширению области устойчивости.
Контрольные вопросы и задания
1. Дайте определение функционального преобразователя и области его "использования.
2. Приведите краткую классификацию функциональных преобразователей и перечислите предъявляемые к ним требования.
3. Какие принципы используются при построении диодных функциональных преобразователей?
4. Составьте аналитическое выражения для расчета четвертого участка аппроксимации функции на рис. 14.5, в.
5. Можно ли использовать преобразователь на рис. 14.5, а для воспроизведения знакопеременной функции с возрастающей производной?
6. Составьте формулы для определения крутизны каждого участка аппроксимации преобразователя на рис. 14.8, а. Сопротивлением диодов Rd пренебрегите, крутизну начального участка примите равной So=R/RO.
7. Составьте схему преобразователя с квадратичной передаточной характеристикой с использованием двух полиномиальных блоков и проведите ее моделирование. Полученные результаты сопоставьте с результатами на рис. 14.15.
8. Составьте схему преобразователя с кубичной передаточной характеристикой с использованием трех полиномиальных блоков. Результаты моделирования сопоставьте с результатами на рис. 14.16, б.

Ограничители и фиксаторы уровня

Ограничителем называют четырехполюсник, на выходе которого напряжение не изменяется, когда входное напряжение превышает некоторое пороговое значение (ограничение сверху), принимает значение ниже порогового (ограничение снизу) или превосходит пределы пороговых уровней (двухстороннее ограничение) [54]. Таким образом, ограничитель является нелинейным четырехполюсником, обладающим в идеальном случае линейно-ломаной характеристикой.

Для ограничения сигналов по амплитуде применяются ключевые элементы — диодные и транзисторные ключи на дискретных или интегральных компонентах (при использовании транзисторных ключей наряду с ограничением можно получить и усиление сигналов).

Основными характеристиками ограничителей являются: стабильность положения точек излома их характеристик, постоянство выходного напряжения в области ограничения, линейность схемы в области пропускания (вне области ограничения), коэффициент передачи (отношение приращений выходного и входного напряжений) в области ограничения и в области пропускания.

При ограничении импульсов возможно растягивание фронтов из-за переходных процессов в ограничителе, связанных с перезарядом паразитных емкостей, а также с инерционностью электронных приборов.

Диодные ограничители в зависимости от способа включения диода бывают последовательными и параллельными.

Схемы последовательных диодных ограничителей показаны на рис. 8.18, на котором обозначено: Ui —напряжение источника входного сигнала с внутренним сопротивлением Ri; Uo — выходное напряжение ограничителя; Rn — сопротивление нагрузки; Ео — напряжение источника опорного напряжения; Rl, R2, El, E2 — сопротивления нагрузок и источников опорного напряжения двухстороннего ограничителя соответственно; VD, VD1, VD2 — ограничивающие диоды. На этапе описания принципов работы диодных ограничителей примем падение напряжения на открытых диодах равными нулю (при дальнейших расчетах это ограничение будет снято).

В схеме на рис. 8.18, а в исходном состоянии диод VD открыт. Когда на вход подается сигнал положительной полярности, он передается на выход до тех пор, пока не достигнет значения Ео, после чего диод закрывается и передача сигнала на выход ограничителя прекращается. Таким образом, рассматриваемый ограничитель пропускает только сигналы, которые меньше напряжения Ео.

В схеме на рис. 8.18, б в исходном состоянии диод VD закрыт. Когда на вход подается сигнал положительной полярности, он не передается на выход ограничителя до тех пор, пока не достигнет значения Ео, после чего диод открывается и верхняя часть входного сигнала поступает на выход ограничителя. Таким образом, рассматриваемый ограничитель пропускает только те сигналы, которые больше напряжения Ео.

Из рис. 8.18, в нетрудно видеть, что двухсторонний ограничитель является комбинацией ограничителей сверху и снизу. Для этого ограничителя выбирается Е2>Е1, т.е. в исходном состоянии диод VD2 открыт, а диод VD1 закрыт. Когда на вход подается сигнал положительной полярности, он не передается на выход ограничителя до тех пор, пока не достигнет значения Е1, затем диод VD1 открывается и сигнал поступает на выход ограничителя до тех пор, пока входной сигнал не достигнет уровня Е2, после чего диод VD2 закрывается и прохождение сигнала на выход ограничителя прекращается. Таким образом, рассматриваемый ограничитель пропускает только те сигналы, которые больше напряжения Е1, но меньше Е2.

Схемы параллельных диодных ограничителей показаны на рис. 8.19, где Ro — сопротивление ограничительного (балластного) резистора, остальные обозначения совпадают с обозначениями на рис. 8.18.

В схеме на рис. 8.19, а в исходном состоянии диод VD открыт. Когда на вход подается сигнал положительной полярности, он вследствие падения напряжения на резисторе Ro не поступает на выход до тех пор, пока не достигнет значения Ео, после чего диод закрывается и сигнал поступает на выход ограничителя. Таким образом, рассматриваемый ограничитель пропускает только сигналы, которые больше напряжения Ео.
В схеме на рис. 8.19, б в исходном состоянии диод VD закрыт. Когда на вход подается сигнал положительной полярности, он передается на выход ограничителя до тех пор, пока не достигнет значения Ео, после чего диод открывается и пропускание сигнала на выход ограничителя прекращается вследствие шунтирующего действия открытого диода. Таким образом, рассматриваемый ограничитель пропускает только те сигналы, которые меньше напряжения Ео.
Из рис. 8.19, в нетрудно видеть, что двусторонний ограничитель, как и случае последовательных ограничителей, является комбинацией ограничителей, сверху и снизу. Для такого ограничителя выбирается Е2>Е1, при этом в исходном состоянии диод VD1 открыт, а диод VD2 закрыт. Когда на вход подается сигнал положительной полярности, он не передается на выход ограничителя до тех пор, пока не достигнет некоторого эквивалентного уровня Е1е, затем диод VD1 закрывается и сигнал поступает на выход ограничителя до тех пор, пока входной сигнал не достигнет эквивалентного уровня Е2е, после чего диод VD2 открывается и прохождение сигнала на выход ограничителя прекращается. Таким образом, рассматриваемый ограничитель пропускает только те сигналы, которые больше напряжения Е1е, но меньше Е2е.


Перейдем к моделированию ограничителей. На рис. 8.20, а показана схема последовательного ограничителя с ограничением сверху с контрольно-измерительными приборами (в том числе вольтметр для измерения эффективного значения переменной составляющей выходного сигнала Uo). Из осциллограмм для этого ограничителя видно (см. рис. 8.20, б), что ограничение сверху действительно имеет место на уровне Ео=2 В, но суммарный выходной сигнал имеет пьедестал, обусловленный падением напряжения на открытом диоде.
Поскольку амплитуда сигнала равна 1,36 В, падение напряжение на диоде Ud=0,64 В. В таком случае с учетом внутреннего сопротивления Ri источника входного сигнала выходное напряжение ограничителя для переменной составляющей может быть записано следующим образом:
(8.7)
При Ri=Rn=l кОм получаем Uo=(2-0,64)[1000/(1000+1000)]=0,68 В (эффективное значение 0,34 В), что подтверждается показаниями вольтметра на рис. 8.20, в.
Рассмотрим теперь схему параллельного диодного ограничителя с ограничением сверху, показанную на рис. 8.21, а. Из показаний вольтметра и осциллограмм на рис. 8.21 видно, что ограничение сигнала происходит при напряжении Eo+Ud и выходной сигнал можно описать простой формулой:
Uo=Eo+Ud. (8.8)



Для параллельного двухстороннего ограничителя, схема которого показана на рис. 8.22, а, результаты осциллографических измерений приведены на рис. 8.22, б. Из анализа данных на рис. 8.22 следует, что ограничение снизу наступает при напряжении El-Ud, а сверху — при E2+Ud, т.е. выходное напряжение ограничителя равно Uo=E2-El+2Ud=2-l,5+2-0,64=1,78 В. Эффективное значение выходного напряжения равно 0,89 В, что совпадает с показаниями вольтметра на рис.8.22, б.
В заключение перейдем к анализу последовательного двухстороннего ограничителя, схема которого показана рис. 8.23, а. Особенностью этого ограничителя является то, что в формировании напряжения ограничения принимает участие не только источник Е1, но и источник Е2, поскольку диод VD2 открыт вплоть до достижения входным напряжением уровня Е2. Рассматривая контур E1-R1-VD2-R2-E2, нетрудно подсчитать, что в исходном состоянии напряжение в точке А определяется выражением:
(8.9)
где Ud" — падение напряжения на открытом диоде VD2.


В момент открывания диода VD1 к этому напряжению необходимо добавить падение напряжения Ud' входного сигнала на диоде VD1, т.е. эквивалентное напряжение ограничения снизу равно
(8.10)
Принимая Ud'= Ud"= 0,64 В и используя данные рис. 8.23, а, получим Е1е=1+(3-1-0,64)1/2+0,64=2,32 В.
Проверим полученный результат с помощью осциллографических измерений, представленных на рис. 8.23, б, откуда видно, что результаты расчета практически совпали с результатами моделирования. Из той же осциллограммы видно, что напряжение ограничения сверху равно Е2, т.е. амплитуда переменной составляющей выходного сигнала равна Uo=E2-Ele=3-2,32=0.68 В, его эффективное значение составляет 0,34 В и практически совпадает с показаниями вольтметра на рис. 8.23, а.
Отметим интересную особенность рассматриваемого ограничителя — слабую зависимость выходного напряжения от внутреннего сопротивления источника входного напряжения, особенно в области значений Ri<R2, где она вообще не наблюдается, что и подтверждается результатами моделирования при Ri=R2, показанными на рис.8.23,в.
Из сравнения показаний вольтметров на рис. 8.23 видно, что они полностью совпадают. Объясняется это тем, что начиная с момента перехода диода VD1 в открытое состояние и до перехода в закрытое состояние диода VD2 в схеме действуют условия, которые описываются выражениями (8.9) и (8.10) и которые выполняются автоматически за счет встречного включения диодов и нелинейности их характеристик: изменение тока через диод VD1, обусловленное изменением Ri, приводит к изменению противоположно направленного тока от источника Е2 и перемещению рабочей точки диода VD2 таким образом, чтобы потенциал точки А оставался неизменным в процессе формирования плоской части вершины выходного импульса.



Фиксаторы уровня являются одним из применений диодных ограничителей. Во многих радиоэлектронных устройствах, в частности, в многокаскадных усилителях используются межкаскадные RC-цепи. При входном периодическом напряжении разделительный конденсатор такой цепи заряжается в стационарном режиме до уровня, определяемого постоянной составляющей входного сигнала. Если сигнал симметричен, то его постоянная составляющая равна нулю и среднее значение напряжения на конденсаторе также равно нулю. Это имеет место только при условии, когда заряд конденсатора в течение одной части периода и его разряд в течение другой части происходят с одной и той же постоянной времени.
Если сигнал передается через разделительный конденсатор на нелинейное устройство, в частности, на рассмотренный выше ограничитель, то сопротивления цепей заряда и разряда оказываются неодинаковыми. При этом разделительный конденсатор зарядится в установившемся режиме до некоторого постоянного напряжения даже при отсутствии постоянной составляющей входного сигнала и напряжение на конденсаторе явится дополнительным напряжением смещения, которое изменит уровень ограничения или режим по постоянному току. Такое явление называется динамическим смещением в отличие от статического смещения, задаваемого соответствующими элементами выбора рабочей точки.
Во многих практических случаях, например, в видеоусилителях телевизионных приемников приходится принимать специальные меры для уменьшения динамического смещения. При этом наиболее простым схемотехническим решением является использование диодных ограничителей.
Контрольные вопросы и задания
1. Подготовьте для моделирования схему последовательного диодного ограничителя с ограничением снизу (по аналогии со схемой на рис. 8.20, а). По результатам моделирования составьте выражение для расчета выходного напряжения, аналогичное (8.7).
2. Подготовьте для моделирования схему параллельного диодного ограничителя с ограничением снизу (в качестве аналога возьмите схему на рис. 8.21, а) и проведите ее исследование. Составьте выражение для расчета выходного напряжения, аналогичное (8.8).
3. С помощью схемы на рис. 8.23, а исследуйте зависимость выходного напряжения последовательного двухстороннего ограничителя от внутреннего сопротивления источника входного напряжения.
4. Для каких целей используются фиксаторы уровня?

Преобразователи формы сигналов

Преобразователи формы сигналов (в импульсной технике, где они находят наибольшее применение, их называют формирователями импульсов) предназначены для изменения параметров импульсных сигналов — амплитуды, длительности фронтов, длительности импульса, периода повторения и т.п.

Для изменения временных параметров импульсов чаще всего применяются RC-цепи. Например, для уменьшения длительности импульса используется дифференцирующая цепь. При этом амплитуда и длительность укороченного импульса зависят не только от параметров дифференцирующей цепи, но и от параметров самого импульса — его амплитуды и крутизны фронтов.

Схема для исследования дифференцирующей RC-цепи (рис. 8.24, а) содержит собственно RC-цепь, резистор Ri для имитации внутреннего сопротивления источника входного сигнала, в качестве которого используется функциональный генератор, осциллограф, конденсатор Сп для имитации емкости нагрузки, подключаемый к выходу с помощью ключа С, управляемого нажатием одноименной клавиши клавиатуры.

Выходной сигнал Uo, формируемый на резисторе R, равен произведению сопротивления на ток в цепи, который в данном случае равен I(t)=C(dUi/dt).-Поскольку Uc=Ui-Uo, то выходное напряжение Uo(t)=RI(t)=RC[(dUi/dt)-(dUo/dt)].

Если выполнить условие

(8.11)

то

(8.12)

Таким образом, выполнение условия (8.11) является гарантией того, что RC-цепь будет выполнять операцию дифференцирования, причем для повышения точности дифференцирования необходимо, чтобы постоянная времени цепи T=RC была как можно меньше длительности фронтов входного сигнала [48]. Это означает также, что постоянная Т существенно меньше и длительности входного импульса. Поэтому на практике чаще всего пользуются приближенной формулой:

(8.13)

Часто пользуются более конкретными параметрами, получаемыми из выражения (8.13), в частности, значениями интервалов времени, соответствующих заданным значениям выходного напряжения. К ним относятся длительности импульса на уровне 0,1 и 0,5 от амплитуды, которые определяются соответственно формулами:

(8.14)

Перейдем к рассмотрению результатов моделирования, представленных на рис, 8.24, б. Из приведенных осциллограмм виден эффект дифференцирования прямоугольных импульсов — вместо одного длинного импульса получаем два укороченных, как следствие реакции RC-цепи на передний и задний фронты прямоугольных импульсов. Из рис. 8.24, б видно, что длительность полученных импульсов на уровне 0,5 от амплитуды равно промежутку времени Т2-Т1=3,5-10-15 с=35 мкс, который определяется положением визирных линеек на оси времени (визирная линейка 1 установлена на начало импульса, а линейка 2 — на уровень 0,5 от амплитуды).
Используя данные рис. 8.24, а, на основании выражения (8.14) получаем:


, т.е. расчетные данные совпали с результатами моделирования.
Теперь рассмотрим случай треугольного входного сигнала (рис. 8.25). Результаты моделирования дифференцирующей цепи для этого случая показаны на рис. 8.25, б, из которого видно, что в результате дифференцирования треугольных импульсов с амплитудой 5 В получены прямоугольные импульсы с амплитудой 100 мВ. Проверим полученные результаты расчетом.


Из рис. 8.25, а видно, что частота следования импульсов составляет 1 кГц, т.е. период равен 1 мс. За половину периода амплитуда треугольного импульса достигает 10 В, т.е. скорость его изменения составляет 10/(0,5-10-3)=2-104 В/с, что равно значению производной dUi/dt в формуле (8.12). Следовательно, используя данные цепи на рис. 8.25, а, на основании этой формулы можно получить значение амплитуды выходного напряжения. Таким образом,


что совпадает с результатами моделирования.
Применение дифференцирующей RC-цепи в формирователях импульсов чаще всего сочетается с какой-либо ключевой схемой, как показано на рис. 8.26, а. В схеме формирователя резистор R дифференцирующей цепи выполняет одновременно функции токозадающего сопротивления для транзисторного ключа на транзисторе VT и ограничительного резистора для фиксатора уровня на диоде VD, который является одновременно и элементом защиты от пробоя перехода база-эмиттер при отрицательной полуволне входного сигнала (обратное напряжение этого перехода нормируется на уровне З... 5 В).
Результаты моделирования рассматриваемого формирователя показаны на рис. 8.26, б. Из осциллограмм видно, что сформированный на выходе транзисторного ключа импульс заметно короче входного, его длительность на уровне 0,5, измеренная в режиме ZOOM осциллографа, составляет 180 мкс. Длительность формируемого сигнала зависит как от постоянной времени, так и от амплитуды входного сигнала Ui.





В технике формирования сигналов находит применение и интегрирующая RC-цепь, которая является противоположностью дифференцирующей — в ней конденсатор и резистор меняются местами (рис. 8.27, а). Дополнительным отличием этой схемы является то, что при моделировании можно оперативно подключить к выходу сопротивление нагрузки Rn с помощью ключа R. Сопротивлением резистора En можно также имитировать сопротивление утечки интегрирующего конденсатора.
Выходное напряжение интегрирующей RC-цепи определяется интегралом входного напряжения. На практике для определения реакции RC-цепи при входном импульсном сигнале длительностью, превышающей постоянную времени T=RC, используется приближенное выражение:
(8.15)
Первый член выражения (8.15) соответствует выходному напряжению при идеальном интегрировании, а второй — значению ошибки интегрирования в первом приближении.
Рассмотрим результаты моделирования, представленные на рис. 8.27, б, из которого видно, что при интегрировании прямоугольных импульсов амплитудой 5 В (входной сигнал двухполярный) получились треугольные импульсы амплитудой 50 мВ. Проверим результаты моделирования расчетом. Как следует из данных на рис. 8.27, постоянная времени цепи T=104•5•10-6=0,05 с, длительность интервала времени равна половине периода, т.е. 0,0005 с, Uim=5 В. В таком случае выходное напряжение согласно выражению (8.15) равно: Uom=5-0,0005/0,05=50 мВ, что совпадает с результатами моделирования.
Если на вход интегрирующей RC-цепи на рис. 8.27, а подать треугольные импульсы (переключением на лицевой панели функционального генератора), то на ее выходе будет сформирован сигнал, показанный на рис. 8.28, из которого видно, что при амплитуде входного треугольного импульса 5 В на выходе формируется запаздывающий по фазе сигнал с двойной амплитудой VB2=25 мВ, напоминающий синусоиду. Однако это не синусоида. Попытаемся выяснить закон изменения этого сигнала на промежутке времени в четверть периода. Как уже отмечалось выше, треугольный импульс на этом промежутке времени можно представить в следующем виде:
(8.16)
где V — скорость изменения треугольного сигнала, равная, как рассчитано выше, 2-Ю4 В/с.
После вычисления интеграла получим:
(8.17)
В первую очередь отметим, что полученное выражение является параболой, т.е. в результате интегрирования треугольного импульса формируются импульсы параболической формы. Для определения максимального значения выходного сигнала в формулу (8.17) подставляем t=0,00025 с (четверть периода) и Т=0,05 с, в результате получим Uoп,=2•104'6,25•10-8/2•5•10-2=12,5 мВ, что совпадает с результатами моделирования.
Для расчета фазового угла воспользуемся формулой для RC-цепи из гл. 6. В таком случае получим Br=arctg2лFT=arctg(6,28•1000•5•10-2)=arctg31,4=88,17°. Результаты расчета сопоставим с результатами моделирования. Из осциллограмм на рис. 8.28 видно, что параболический сигнал запаздывает на Т2-Т1=0,245 мс, что в градусах составляет 88,2° и практически равно расчетному значению.
Контрольные вопросы и задания
1. Для чего используются формирователи импульсов? Приведите примеры их практического использования.
2. Что такое постоянная времени дифференцирующей или интегрирующей цепи и что она определяет?


1.Исследуйте зависимость длительности выходного импульса на уровне 0,1 от его амплитуды и постоянной дифференцирующей RC-цепи на рис. 8.24, а.
4. Исследуйте нособенность длительности выходного импульса на уровне 0,5 и его амплитуды от внутренего сопротивления источника входного сигнала и емкос-ти нагрузки в схеме рис.8,24 5, Почему треугольные импульсы после дифференцирования становятся прямоугольными?
6.Исследуйте зависимость длительности выходного импульса на уровне 0,5 (2,5 В) и формирование на рис.8.26, а от постоянной времени цепи и амплитуды входного сигнала
7. Исследуйте зависимость формы выходного сигнала от постоянной времени интеuрирующей цепи на рис. 8.27, а при прямоугольном и треугольном входных cигналов.

Генераторы пилообразного напряжения

Генераторы пилообразного напряжения и тока находят широкое применение в автоматике, телевидении, технике связи, измерительной технике и в других областях прикладной радиоэлектроники. Основными характеристиками этих генераторов являются линейность рабочего участка выходного напряжения, длительность рабочего и обратного хода, период повторения.

Генераторы пилообразного напряжения (ГПН) чаще всего выполняются с внешним управлением. При этом длительность рабочего хода определяется длитель ностью внешнего управляющего импульса прямоугольной формы. При необходимости можно создать генераторы, работающие в ждущем (с запуском от короткого импульса), автоколебательном или в режиме синхронизации.

В простейшем случае, когда не требуется высокая линейность рабочего участка выходного напряжения, ГПН выполняется по схеме интегрирующей RC-цепи со сбросом заряда при обратном ходе. Схема такого ГПН приведена на рис. 8.29, а. Она содержит интегрирующую RC-цепь, ключ на транзисторе VT, генератор G импульсов сброса, осциллограф, функциональный генератор и два ключа Z и А, управляемых одноименными клавишами и предназначенных для реализации различных режимов моделирования. Показанные на панели функционального генератора значения коэффициента заполнения позволяют получить короткий импульс сброса с генератора G при формировании обратного хода, а на выходе функционального генератора — образцовое пилообразное напряжение (с высокой линейностью), которое будет использовано при оценке нелинейности ГПН.

При положении ключей, показанном на рис. 8.29, а, осциллограммы сигналов в контрольных точках схемы представлены на рис. 8.29, б, откуда видно, что формирование выходного сигнала (рабочий ход) происходит в паузах между короткими сигналами сброса, поступающими с генератора G. Длительность этих импульсов при установленных частоте следования 1 Гц и коэффициенте заполнения 2% составляет 0,02 с.

Выходной сигнал ГПН на интервале рабочего хода изменяется по закону:

(8.18)

где T=RC=1 с — постоянная времени RC-цепи на рис. 8.29, а.

Выходное напряжение в конце рабочего хода (через 0,98 с после сброса) достигает максимального значения: Uom=6,4[l-exp(-0,98/l)]=6,4(1-0,375)=4 В, что практически совпадает с результатами моделирования.

Для сравнения пилообразного сигнала ГПН с образцовым (создаваемым функциональным генератором) переведем ключ А в верхнее положение. При этом функциональный генератор будет подключен к каналу А осциллографа, на экране которого увидим осциллограммы, показанные на рис. 8.30. Из визуального сравнения осциллограмм сигналов видно, что генерируемый ГПН пилообразный сигнал имеет заметную нелинейность. Для ее оценки используется коэффициент нелинейности, определяемый выражением:

(8.19)

где VH, V„ — значения скорости выходного напряжения в начале и конце рабочего хода соответственно.

Для определения скорости нужно взять производную по времени от выражения (8.18). Проделав такую операцию, получаем выражение для скорости выходного напряжения ГПН в следующем виде:

(8.20)

Из выражения (8.20) при t=0 с и t=0,98 с получаем соответственно Vн=6,4exp(-0)/l=6,4 В/с и Vк=6,4exp(-0,98/l)/l=2,4 В/с. После подстановки этих значений в формулу (8.19) получаем коэффициент нелинейности Кн.=(6,4-2,4)/6,4=0,625. Заметим, что используемые, например, в аналого-цифро-вых преобразователях ГПН имеют нелинейность порядка 0,001 и менее.

Оценим нелинейность выходного напряжения ГПН, сравнивая его с образцовым напряжением, источником которого является функциональный генератор. Для этого переключатели А и Z (см. рис. 8.29, а) переведем в верхнее положение. Результаты измерений приведены на рис. 8.31, из которого видно, что максимальное отклонение (осциллограмма В) от линейности имеет место при выходном напряжении около 2 В. Если до этого момента, а это около 0,5 с, напряжение нарастало с большей скоростью по сравнению с образцовым, то затем скорость начинает падать. Объясняется это тем, что по мере заряда конденсатора зарядный ток уменьшается.
Очевидно, что для улучшения линейности необходимо, чтобы ток заряда конденсатора оставался неизменным. Это может достигаться различными методами, но наиболее простым является параметрический, при котором ток заряда поддерживается неизменным (с определенной точностью) с помощью стабилизатора тока. Схема такого ГПН приведена на рис. 8.32, а. Он отличается от ранее рассмотренного наличием всего одного компонента — полевого транзистора VT1, который и выполняет роль стабилизатора тока. Полевой транзистор поддерживает постоянным ток в зарядном резисторе R. Если этот ток начинает уменьшаться, то уменьшается и падение напряжения на резисторе, а это вызывает компенсирующее увеличение тока через полевой транзистор за счет уменьшения сопротивления его канала. Поскольку при этом напряжение на затворе меняется в широких пределах (от нулевого до Uom), необходимо выбирать полевой транзистор с максимально возможным напряжением отсечки нe менее Uom).


Из осциллограмм на рис. 8.32, б видно, что ГПН со стабилизатором тока отличается от ГПН с зарядным резистором более высокой линейностью выходного напряжения.
Контрольные задания
1. Установите зависимость амплитуды и линейности выходного напряжения ГПН на рис. 8.29, а от напряжения питания Ucc.
2. Установите зависимость амплитуды выходного сигнала ГПН на рис. 8.29, а от напряжения питания Ucc и напряжения отсечки полевого транзистора. При моделировании используйте собственную библиотеку полевых транзисторов.
3. Проведите измерение разностного сигнала в ГПН на рис. 8.29,а.

Генератор с кварцевым резонатором

Генераторы с кварцевым резонатором используются в разнообразных устройствах, начиная от радиопередатчиков (одно из самых первых применений) и кончая наручными часами. Для изготовления кварцевых резонаторов используется кварц — минерал естественного происхождения. Химически это двуокись кремния, а по структуре — кристалл. В природе кварц очень распространен, но полноценные кристаллы, пригодные для применения в качестве резонаторов, встречаются сравнительно редко.

Для изготовления резонатора из кварцевого кристалла вырезается пластина. Простейший способ ее вырезания — так называемый срез Кюри, при котором большие стороны пластины параллельны оси симметрии кристалла и перпендикулярны двум его граням. Исследования показали, что температурная стабильность кварца получается более высокой при косых срезах — например, под углами 35 или 49° к оси симметрии кристалла (срезы AT и ВТ).

Если пластину кварца положить между двумя металлическими обкладками и сжать, то на обкладках появятся электрические заряды противоположных знаков. Это явление, называемое прямым пьезоэлектрическим эффектом, присуще также турмалину, сегнетовой соли, некоторым видам синтетических кристаллов и керамики. При переходе от сжатия пластины к ее растяжению электрические заряды обкладок изменяют знаки. Пьезоэлектрический эффект обратим: если пластину кварца поместить в электрическое поле, то в кварце возникнет упругая деформация — сжатие или расширение в соответствии с направлением электрического поля. Это явление названо обратным пьезоэлекрическим эффектом.

Пластина кварца способна к собственным механическим колебаниям, при которых как по толщине, так и по длине распространяются упругие возмущения. Частота упругих колебаний зависит от размеров пластины. Так, поперечные колебания при толщине пластины b (в мм) при срезе Кюри имеют собственную частоту примерно 2,84/Ь (в МГц), а продольные колебания при длине пластины L (в мм) — 2,7/L МГц.

Чтобы поддерживать собственные колебания пластины незатухающими, ее включают в схему автогенератора с помощью металлических обкладок и кварцедер-жателя. Наиболее распространенный способ наложения обкладок — нанесение слоев серебра на поверхность кварца. Кварцедержатель служит для контакта внешних проводов с обкладками. Конструкцию из кварцевой пластины и кварцедержателя называют кварцевым резонатором.

Если на пластину действует переменное напряжение, то она испытывает механические колебания. Следовательно, в цепи, содержащей кварц, протекает переменный ток, который состоит из двух слагаемых: тока емкостного характера, определяемого емкостью между обкладками, и тока зарядов, создаваемых пьезо-эффектом. Эта последняя слагаемая имеет по отношению к напряжению фазовый сдвиг, отличный от 90°, и ее вектор может либо опережать вектор напряжения, либо отставать от него. Когда частота внешнего напряжения близка к частоте собственных механических колебаний кварца, то наблюдается электромеханический резонанс; амплитуда тока и амплитуда собственных механических колебаний при этом становятся максимальными. Если при данном напряжении измерять ток в цепи вблизи резонансной частоты и определять фазовый сдвиг тока по отношению к напряжению, то можно подобрать электрическую схему, эквивалентную кварцевому резонатору и представленную на рис. 8.35, а. (обозначения на рис. 8.35, а соответствуют обозначениям, принятым в EWB 5.0). В этой схеме конденсатор СО отображает емкость между обкладками кварца. Вторая ветвь, состоящая из индуктивности LS, емкости CS и активного сопротивления RS, представляет собой последовательный колебательный контур, собственная частота которого определяется формулой:

(8.21)

где C=(CS-CO)/(CS+CO) — эквивалентная емкость контура с учетом емкости кварце-держателя.

Параметры кварца существенно отличаются от параметров обычных контуров. Так, для кварцевого резонатора на 3 МГц емкость CS исчисляется десятыми и сотыми долями пикофарады, индуктивность LS — тысячами и десятками тысяч микрогенри (может быть и генри), сопротивление RS — единицами, десятками или, при неудачной конструкции, сотнями ом. Емкость СО между обкладками составляет единицы или десятки пикофарад. Добротность кварцевого резонатора достигает десятков тысяч, а в резонаторах сверхвысокой добротности — несколько миллионов.
Схема для испытания кварцевого резонатора из программы EWB 5.0 показана на рис. 8.35, б. Она содержит резонатор Q, резистор R сопротивлением 0,01 Ом, функциональный генератор и измеритель АЧХ и ФЧХ. Значения параметров исследуемого резонатора показаны в диалоговом окне на рис. 8.36.
Результаты испытания резонатора показаны на рис. 8.37. Из АЧХ на рис. 8.37, а видно, что, кроме резонанса токов (частота Fo), в кварцевом резонаторе имеет место также и резонанс напряжения (частота Fv). Частота резонанса по напряжению определяется цепочкой LS-RS-CS и равна
(8.22)


Частота Fv очень близка к частоте параллельного резонанса Fo, так как CS>CO. Как видно из ФЧХ на рис. 8.37, б, в промежутке между этими частотами реактивное сопротивление кварца имеет индуктивный характер (ток через резистор R, с которого снимается выходной сигнал напряжения на измеритель АЧХ-ФЧХ, запаздывает почти на 90°). Расчетные значения Fo и Fv, полученные по формулам (8.21), (8.22), практически совпадают с результатами моделирования. Из рис. 8.37, а добротность определить по АЧХ достаточно сложно. Мы использовали следующую (очень приближенную) методику: суммировались значения коэффициентов передачи на частотах Fo (-102 дБ) и Fv (-198 дБ), из этой суммы вычиталось значение коэффициента передачи на частоте 990 кГц (-145 дБ, начало АЧХ), в результате чего получалась "высота" двух резонансных пиков в "чистом виде" (без пьедестала, равного коэффициенту передачи на частоте 990 кГц). Затем полученный остаток (155 дБ), равный сумме двух резонансных пиков, делился на два, в результате чего получаем приближенное эквивалентное значение добротности Qе=77,5 дБ=7500. Расчетное значение добротности можно получить по формуле, отличающейся от формулы для обычного колебательного контура наличием множителя, который называется коэффициентом включения и для схемы на рис. 8.37, а определяется выражением: p=CS/CO=0,096. В таком случае расчетное значение добротности



, что несколько превышает полученное по АЧХ значение, что объясняется неточностью изложенной выще методики.


Схема автогенератора с кварцевым резонатором на двухкаскадном усилителе показана на рис. 8.38, а. Первый каскад выполнен на транзисторе VT1, включенном по схеме с ОБ. Режим по постоянному току задается делителем на резисторах Rl, R2 и сопротивлением R4 в цепи эмиттера, конденсатор Cb — блокировочный. На выходе первого каскада включен эмиттерный повторитель на транзисторе VT2. Кварцевый резонатор Q включен в цепь положительной обратной связи, значения его параметров показаны в диалоговом окне на рис. 8.36.
Из осциллограммы выходного сигнала генератора (рис. 8.58, б) видно, что частота колебаний Fo=l/(T2-Tl)=951 кГц почти на 5% меньше резонансной частоты кварца, что объясняется влиянием емкостей база-эмиттер и база-коллектор транзисторов.
Контрольные вопросы и задания
1. Назовите области применения генераторов с кварцевыми резонаторами.
2. Как устроен кварцевый резонатор?
3. Используя схему на рис. 8.35, б, проведите испытания кварцевого резонатора при сопротивлении резистора R=0,005 Ом. Сравните полученные результаты с расчетными.
4. Проведите испытания резонатора с параметрами, указанными на рис. 8.36 при RS=100 Ом.
5. Исследуйте возможность использования схемы на рис. 8.38, а в диапазоне частот до 10 МГц, изменяя соответствующим образом параметры кварца.
6. Исследуйте зависимость частоты генератора на рис. 8.38, а от параметров СЕ и СС транзистора, а также от температуры в диапазоне от 27 до 100°С, использовав команду Temperature Sweep из меню Analysis.

Арифметические сумматоры

Арифметические сумматоры являются составной частью так называемых арифметико-логических устройств (АЛУ) микропроцессоров (МП). Они используются также для формирования физического адреса ячеек памяти в МП с сегментной организацией памяти. В программе EWB арифметические сумматоры представлены в библиотеке Comb'I двумя базовыми устройствами, показанными на рис. 9.9: полусумматором и полным сумматором. Они имеют следующие назначения выводов: А, В — входы слагаемых, ? — результат суммирования. Со — выход переноса, Ci — вход переноса. Многоразрядный сумматор создается на базе одного полусумматора и га полных сумматоров. В качестве примера на рис. 9.10 приведена структура трехразрядного сумматора [20]. На входы Al, A2, A3 и Bl, B2, ВЗ подаются первое и второе слагаемые соответственно, а с выходов SI, S2, S3 снимается результат суммирования.

Для исследования внутренней структуры и логики функционирования сумматоров как нельзя лучше подходит логический преобразователь. После подключения полусумматора к преобразователю согласно рис. 9.11, а последовательно нажимаем кнопки

.. в результате получаем таблицу истинности и булево выражение. Сравнивая полученные данные с результатами исследования базовых логических элементов в предыдущем разделе, приходим к выводу, что при подключении вывода (полусумматора к зажиму OUT преобразователя (как показано на рис. 9.11, а) он выполняет функции элемента Исключающее ИЛИ. Подключив клемму OUT преобразователя к выходу Со полусумматора и проделав аналогичные действия, приходим к выводу, что в таком включении полусумматор выполняет функции элемента И. Следовательно, эквивалентная схема полусумматора имеет вид, показанный на рис. 9.12.

В каталоге программы EWB 4.1 имеется схема включения четырехразрядного АЛУ (файл alul81.ca4) на базе серийной микросхемы 74181 (отечественный аналог К155ИПЗ [5, 7]). В несколько переработанном виде она показана на рис. 9.13. ИМС 74181 обеспечивает 32 режима работы АЛУ в зависимости от состояния управляющих сигналов на входах М, SO...S3, а также допускает наращивание разрядности (вход CN и выход CN<4 для переносов). Показанная на рис. 9.13 схема включения ИМС соответствует режиму сумматора без переноса. Значения четырехразрядных операндов А и В на входе задаются с помощью генератора слова и в шестнадцатерич-ном коде отображаются одноименными алфавитно-цифровыми индикаторами. На выходах FO...F3 результат суммирования отображается индикатором F. Изменяя состояния сигналов на управляющих входах, можно промоделировать большинство функций АЛУ, используемых в микропроцессорах (см. разд. 5.14). Режимы работы генератора слова в схеме на рис. 9.13 и его кодовый набор показаны на рис. 9.14.

Контрольные вопросы и задания
1. Чем отличается полусумматор от полного сумматора?
2. Выясните внутреннюю структуру полного сумматора, пользуясь схемой его подключения к логическому преобразователю на рис. 9.11, б и принимая во внимание методику решения аналогичной задачи для полусумматора.
3. Используя опыт работы со схемой на рис. 9.13, подключите ко входам трехразрядного сумматора на рис. 9.10 генератор слова, а к выходам — алфавитно-циф-ровой индикатор с дешифратором и проверьте правильность его функционирования.
4. Проверьте работу ИМС 74181 в режиме сумматора с переносом (на вход Сп подайте сигнал логического нуля), в

Логический элемент с тремя состояниями

Схема логического элемента с тремя состояниями заимствована из монографии [8] и несколько модифицирована с учетом возможностей программы EWB. За основу взят базовый элемент серии 134 и к нему добавлен элемент, обеспечивающий возможность реализации режима третьего состояния или так называемого Z-состоя-ния. Следует отметить, что рассматриваемый элемент является важным компонентом многих цифровых ИМС, начиная от простейших логических элементов (например, К155ЛА9) и кончая сложными регистрами и шинными формирователями, обеспечивающими возможность реализации наиболее распространенных архитектур ЭВМ и микропроцессорных систем управления с общей шиной.

Принципиальная схема логического элемента с тремя состояниями представлена на рис. 9.15. Она содержит базовый логический элемент серии 134 на транзисторах VT1...VT4, резисторах R1...R4 и диоде VD2. В базовом элементе в качестве VT1 используется так называемый многоэмиттерный транзистор, однако ввиду отсутствия такового в библиотеке EWB он представлен обычным транзистором. Ко входу In логического элемента подключен имитатор входного сигнала на переключателе D, управляемый с клавиатуры клавишей D, резистора Rd, имитирующего выходное сопротивление источника логического нуля, и источника напряжения V=+5 В с внутренним сопротивлением 1 кОм, имитирующего источник входного сигнала в режиме генерации логической единицы. К точке А схемы подключены диод VD1 в имитатор источника управления состоянием выхода логического элемента на переключателе Е, управляемого клавишей Е. Все элементы дополнительной схемы — компоненты из библиотек Passive и Control. В исходном состоянии диод VD1 закрыт напряжением положительной полярности на его катоде и он не оказывает влияния на работу схемы. К эмиттеру транзистора VT1 подключен резистор Rd, на котором создается падение напряжения

(9.1)

где Uсс=5В — напряжение питания; Ube=0,7 В — напряжение база-эмиттер открытого транзистора.

При

(9.2)

логический элемент воспринимает входной сигнал как сигнал логического нуля. При этом напряжение на коллекторе транзистора VT1 и базе VT2 недостаточно для открывания последнего. В результате падение напряжения на резисторе R3 близко к нулю и транзистор VT4 будет закрыт, а база транзистора VT3 соединена с источником питания Ucc через резистор R2 и VT3 будет открыт. При этом выходное напряжение Uy, измеряемое мультиметром, примерно равно

(9.3)

где Uкбнас<1 В — напряжение насыщения транзистора VT4; Uпp<l В — падение напряжения на диоде VD2; Ry — сопротивление нагрузки, равное в данном случае входному сопротивлению мультиметра.

Если выбрать Ry>>R4, то Uy>3 В, т.е. при подаче на вход сигнала логического нуля на выходе получим сигнал логической единицы. Таким образом, схема на рис. 9.15 является логическим элементом НЕ (инвертором).

При переводе клавишей D одноименного переключателя в другое положение на эмиттер транзистора VT1 подается сигнал логической единицы, в результате чего эмиттерный переход закрывается, и транзистор VT1 переводится в инверсный режим. В этом случае под действием тока, протекающего по цепи база-коллектор VT1, транзистор VT2 открывается и за счет падения напряжения на резисторах R2, R3 транзистор VT3 закроется, а VT4 — откроется, и на выходе Y установится сигнал логического нуля.
При переводе клавишей Е одноименного переключателя во второе положение напряжение коллектора транзистора VT2 (точка А) будет равно
(9.4)
При выполнении неравенства R2>>Rd напряжение Uпp<l В, что недостаточно для открытия двух переходов (эмиттерного и диодного), и транзистор VT3 будет закрыт вне зависимости от состояния транзистора VT2. Если этот транзистор открыт (наихудший случай), то с учетом его напряжения насыщения, сравнимого с U„p, падение напряжения на резисторе R3 будет ничтожно малым, следовательно, транзистор VT4 будет закрыт. Таким образом, выход схемы полностью отключается от нагрузки, что может быть зафиксировано мультиметром в режиме омметра — он будет измерять очень большое сопротивление.
Кроме демонстрации рассмотренных режимов схемы, она может быть использована также для исследования:
О помехоустойчивости по основному входу и входу разрешения третьего состояния путем варьирования сопротивления Rd с учетом выражений (9.1), (9.2) и (9.4);
О влияния сопротивления нагрузки на амплитуду выходного напряжения вентиля при формировании сигнала логической единицы путем изменения входного сопротивления мультиметра с учетом выражения (9.3);
О влияния сопротивления нагрузки, подключенной между выходом и шиной питания Ucc, на выходное напряжение вентиля при формировании сигнала логического нуля;
О влияния емкостной нагрузки на форму и амплитуду выходного сигнала вентиля;
в этом случае к выходу необходимо подключить конденсатор переменной емкости и осциллограф, а для генерации прямоугольных сигналов необходимо удерживать клавишу D, при этом частота следования импульсов будет равна частоте повторения символов для данной клавиатуры;
О аналогичного элемента с тремя состояниями в более быстродействующей серии 155, для чего сопротивления всех резисторов необходимо уменьшить в 10 раз.
Заметим, что в составе библиотеки компонентов имеется неинвертирующий элемент с тремя состояниями. Он показан на рис. 9.16, где обозначено: In, Out, Enable — вход, выход и вход сигнала разрешения. При подаче логического нуля на вход разрешения выход буфера переводится в третье состояние.


Рис. 9.16. Буферный элемент с тремя состояниями
В заключение упомянем о логическом элементе с открытым коллектором. Его схема отличается от рис. 9.15 тем, что в ней отсутствует транзистор VT3, а коллектор транзистора VT4 подключен к одному из внешних выводов. На этот вывод через резистор нагрузки подается напряжение питания, которое может превосходить напряжение питания всей ИМС.
Контрольные вопросы и задания
1. Какими замечательными свойствами обладает логический элемент с тремя состояниями, какие задачи цифровой техники он позволил решить?
2. Проведите исследования логического элемента на рис. 9.15 в соответствии с приведенными в конце раздела рекомендациями.

Мультиплексоры и демультиллексоры

Назначение мультиплексоров (от английского multiplex — многократный) — коммутировать в заданном порядке сигналы, поступающие с нескольких входных шин на одну выходную. У мультиплексора может быть, например, 16 входов и 1 выход. Это означает, что если к этим входам присоединены 16 источников цифровых сигналов — генераторов последовательных цифровых слов, то байты от любого из них можно передавать на единственный выход. Для выбора любого из 16 каналов необходимо иметь 4 входа селекции (24=16), на которые подается двоичный адрес канала. Так, для передачи данных от канала номер 9 на входах селекции необходимо установить код 1001. В силу этого мультиплексоры часто называют селекторами или селекторами-мультиплексорами.

Мультиплексоры применяются, например, в МП 18088 для выдачи на одни и те же выводы МП адреса и данных, что позволяет существенно сократить общее количество выводов микросхемы; в микропроцессорных системах управления мультиплексоры устанавливают на удаленных объектах для возможности передачи информации по одной линии от нескольких-установленных на них датчиков.

На рис. 9.17 приведена схема двухканального мультиплексора, состоящего из элементов ИЛИ, НЕ и двух элементов И.

Результаты моделирования двухканального мультиплексора с помощью логического преобразователя показаны на рис. 9.18, из которого видно, что его выходной сигнал описывается булевым выражением OUT=BC'+AC, т.е. сигнал из канала А проходит на выход при адресном входе С=0, а из канала В — при С=1, что и соответствует логике работы мультиплексора.

Демультиплексоры в функциональном отношении противоположны мультиплексорам. С их помощью сигналы с одного информационного входа распределяются в требуемой последовательности по нескольким выходам. Выбор нужной выходной шины, как и в мультиплексоре, обеспечивается установкой соответствующего кода на адресных входах. При т адресных входах демультиплексор может иметь до 2" выходов.

Принцип работы демультиплексора поясним с помощью схемы на рис. 9.19, на котором обозначено: Х — информационный вход, А — вход адреса, YO, Y1 — выходы. Схема содержит два элемента И и один элемент НЕ. Из рис. 9.19 нетрудно видеть, что при А=0 сигнал информационного входа передается на выход YO, а при А=1 — на выход Y1. Следует отметить, что промышленностью демультиплексоры как таковые не выпускаются, поскольку режим демультиплексора может быть реализован как частный случай в других устройствах — дешифраторах, о которых речь пойдет ниже.

Контрольные вопросы и задания

1. Что такое мультиплексор, каково его назначение?

2. Используя методику анализа двухканального мультиплексора с помощью логического преобразователя, исследуйте внутреннюю структуру сдвоенного четырехканального мультиплексора 74153. Из сопоставления обозначений выводов этой ИМС и ее отечественного аналога К155КП2 [7] следует, что их функциональное назначение таково: А, В — адресные входы, 1G, 2G — инверсные входы разрешения первого и второго мультиплексоров, 1С0...1СЗ и 2С0...2СЗ, 1Y и 2Y — входы и выходы первого и второго мультиплексоров соответственно.

3. Что такое демультиплексор, для решения каких задач его можно применить?

4. Используя методику анализа полусумматора с помощью логического преобразователя, проведите исследования демультиплексора на рис. 9.19.

Шифраторы и дешифраторы

Шифраторы (кодеры) используются чаще всего для преобразования десятичных чисел в двоичный или двоично-десятичный код, например, в микрокалькуляторах, в которых нажатие десятичной клавиши соответствует генерации соответствующего двоичного кода. Поскольку возможно нажатие сразу нескольких клавиш, в шифраторах используется принцип приоритета старшего разряда, т.е. при нажатии клавиш 9, 5 и 2 на выходе шифратора будет генерироваться код 1001, соответствующий цифре 9. Следует отметить, что шифраторы как отдельный класс функциональных устройств представлены в наиболее богатой ТТЛ-серии всего двумя ИМС — 74147 и 74148, причем последняя ИМС имеется и в библиотеке программы EWB. Ее схема включения показана на рис. 9.20.

Назначение выводов ИМС 74148: О...7 — входы; АО, Al, A2 — выходы; El — вход разрешения; ЕО, GS — выходы для каскадирования шифраторов. При моделировании необходимо обратить внимание на реализацию принципа приоритета, при этом следует учесть, что все входы и выходы — инверсные (на функциональной схеме ИМС в программе EWB они ошибочно показаны прямыми).

Режимы работы используемого в схеме на рис. 9.20 генератора слова показаны на рис. 9.21.

Дешифратор (декодер) — устройство с несколькими входами и выходами, у которого определенным комбинациям входных сигналов соответствует активное состояние одного из выходов, т.е. дешифратор является обращенным по входам де-мультиплексором, у которого адресные входы стали информационными, а бывший информационный вход стал входом разрешения. Поэтому часто дешифраторы называют дешифраторами-демультиплексорами и наоборот.

Дешифраторы и демультиплексоры •в виде серийных ИМС средней степени интеграции широко используются в информационно-измерительной технике и микропроцессорных системах управления, в частности, в качестве коммутаторов-распределителей информационных сигналов и синхроимпульсов, для демультиплексирования данных и адресной логики в запоминающих устройствах, а также для преобразования двоично-десятичного кода в десятичный с целью управления индикаторными и печатающими устройствами.

Дешифраторы как самостоятельные изделия электронной техники имеют 4, 8 или 16 выходов. Если требуется большее число выходов, дешифраторы наращиваются в систему [8].

В качестве примера на рис. 9.22 приведена схема включения дешифратора 74154 (отечественный аналог К155ИДЗ). ИМС 74154 имеет четыре адресных входа А, В, С, D, два входа разрешения Gl, G2 и шестнадцать выходов О... 15 (выходы не прямые, как ошибочно обозначено в EWB, а инверсные, т.е. в исходном состоянии на выходах сигнал логической единицы). В режиме дешифратора с генератора слова на входы Gl, G2 подается 0, а на адресные входы — код в диапазоне 0000...1111. В режиме демультиплексора один из разрешающих входов, например Gl, используется в качестве информационного. Информационный сигнал в виде логического 0 с этого выхода распределяется по выходам О... 15 в соответствии с состоянием адресных входов, т.е. режимы дешифратора и демультиплексора практически неразличимы.
Контрольные вопросы и задания
1. Что такое шифратор, при решении каких задач он используется?
2. Меняя кодовые комбинации в генераторе слова схемы на рис. 9.20, покажите, в чем заключается смысл слова "приоритетный" в названии шифратора типа 74148.
3. При решении каких задач цифровой техники используется дешифратор?
4. Подготовьте выходные кодовые комбинации генератора слова в схеме на рис. 9.22, обеспечивающие поочередное включение светоиндикаторов на выходе дешифратора, начиная с выхода 0.
5. Переведите дешифратор в схеме на рис. 9.22 в режим демультиплексора и выполните задание по п. 4.

Цифровой компаратор

Цифровые компараторы (от английского compare — сравнивать) выполняют сравнение двух чисел А, В одинаковой разрядности, заданных в двоичном или двоично-десятичном коде. В зависимости от схемного исполнения компараторы могут определять равенство А=В или неравенства А<В, А>В. Результат сравнения отображается в виде логического сигнала на одноименных выходах.

Цифровые компараторы применяются для выявления нужного числа (слова) в цифровых последовательностях, для отметки времени в часовых приборах, для выполнения условных переходов в вычислительных устройствах, а также в адресных селекторах [18].

Схема одноразрядного компаратора приведена на рис. 9.23. Компаратор состоит из двух элементов НЕ, четырех элементов И и одного элемента ИЛИ-НЕ.

Для исследования компаратора к нему подключен логический преобразователь. Подсоединяя его клемму OUT к каждому выходу компаратора, можно получить таблицу истинности и булево выражение для каждого режима работы компаратора. Для случая А=В, показанного на рис. 9.23, результаты моделирования представлены на рис. 9.24, откуда видно, что условию А=В соответствуют две комбинации сигналов на входе: А=В=1 или А=В=0. Этому условию и отвечает булево выражение на дополнительном дисплее.

Контрольные вопросы и задания

1. Какие функции выполняет цифровой компаратор, в каких устройствах он может быть использован?

2. Используя схему на рис. 9.23, проведите ее исследование в режимах А>В, А<В и проанализируйте полученные результаты.

Триггерные схемы

Триггерные схемы в программе EWB 4.1 представлены в библиотеке Seg'I тремя типами триггеров RS, JK и D, показанных на рис. 9.32. Назначение выводов триггеров следующее. Для всех триггеров выходы Q — прямой, Q' — инверсный.

Для RS-триггера R — установка триггера в 0, при сигнале 1 на этом входе Q=0, Q'=1;

S — установка в 1, при сигнале 1 на этом входе Q=1, Q'=0; комбинация R=1, S=1 не изменяет состояния выходов и относится к запрещенным. Для JK-триггера J, К — информационные входы, > — тактовый вход; вывод сверху — асинхронная предус-тановка триггера в единичное состояние (Q=1) вне зависимости от состояния сигналов на входах (функционально аналогичен входу S RS-триггера); вывод внизу — асинхронная предустановка триггера в нулевое состояние (так называемая очистка триггера, после которой Q'=1); наличие кружочков на изображениях выводов обозначает, что активными являются сигналы низкого уровня, а для тактового входа — что переключение триггера производится не по переднему фронту тактового импульса, а по его срезу (так чаще всего называют задний фронт импульса). Для D-триггера вход D — информационный, состояние этого входа после подачи тактового импульса запоминается триггером, т.е. при D=1 имеем Q=1, при D=0 Q=0.

Для проведения исследования триггерных схем уже нельзя использовать логический преобразователь, поскольку триггер является элементом памяти. Для этого необходимо подключить к его входам генератор слова и светодиодные индикаторы к выходам. Схема для исследования наиболее сложного JK-триггера показана на рис. 9.33. Заметим, что тактовый вход триггера необходимо соединить с выходом синхронизации генератора.

Конечной задачей исследования является получение таблицы истинности, являющейся одной из основных характеристик триггера. Получение ее целесообразно проводить в следующем порядке:

О последовательно подать на входы предустановки триггера активные сигналы высокого уровня (сигнал 1) и зафиксировать состояние выхода триггеров для случая предустановки в 1 и 0, для проверки асинхронности этих входов указанные операции повторить при различных состояниях сигналов на тактовом и информационных входах; в дальнейшем на эти входы подавать только сигналы логического нуля;

О подать на тактовый и информационные входы сигналы 0 и 1 в различных комбинациях (на входах асинхронной предустановки при этом должны быть сигналы логического нуля для всех комбинаций) и зафиксировать для каждой комбинации состояние выходов триггера;

О на основании полученных результатов составить таблицу истинности.

Для понимания процессов, происходящих в триггерах, приведем схему тактируемого RS-триггера [20], показанную на рис. 9.34. Собственно RS-триггер выполнен на двух элементах 2И-НЕ U3, U4. Установка триггера в 0 или 1 возможна только при наличии разрешающего тактового импульса на тактовом входе С, т.е. такой триггер полностью идентичен JK-триггеру без цепей предустановки и дополнительных цепей обратной связи. Для введения таких цепей достаточно разорвать соединения в точках SI, R1 и ввести в разрыв элементы 2ИЛИ и элементы Ul, U2 заменить на трехвходовые. Если же вход S соединить со входом R через элемент НЕ, то получится D-триггер, в котором S-вход будет выполнять роль D-входа.

Контрольные вопросы и задания

1. Какие типы триггеров Вы знаете, чем обусловлено их многообразие?

2. Определите кодовые комбинации на выходе генератора слова для исследования JK-триггера по схеме на рис. 9.33 в соответствии с описанной методикой. Полученную таблицу истинности сравните с таблицей истинности, вызываемой нажатием клавиши помощи F1 после выделения на схеме триггера.

3. Проведите исследования в объеме п. 2 для тактируемого RS-триггера на рис. 9.34 и его модификаций. Полученные таблицы истинности для рассмотренных модификаций сравните с таблицами истинности библиотечных триггеров описанным в п. 2 способом.

Счетчики

Счетчиком называют устройство, сигналы на выходе которого отображают число импульсов, поступивших на счетный вход. Триггер на рис. 9.33 может служить примером простейшего счетчика. Такой счетчик считает до двух. Счетчик, образованный цепочкой из m триггеров, может подсчитать в двоичном коде 2m импульсов. Каждый из триггеров такой цепочки называют разрядом счетчика. Число m определяет количество разрядов двоичного числа, которое может быть записано в счетчик. Число Кcч=2m называют коэффициентом (модулем) счета.

Информация снимается с прямых и (или) инверсных выходов всех триггеров. В паузах между входными импульсами триггеры сохраняют свои состояния, т.е. счетчик запоминает число входных импульсов.

Нулевое состояние всех триггеров принимается за нулевое состояние счетчика в целом. Остальные состояния нумеруются по числу поступивших входных импульсов. Когда число входных импульсов Nвх>Kсч происходит переполнение, после чего счетчик возвращается в нулевое состояние и цикл повторяется. Коэффициент счета, таким образом, характеризует число входных импульсов, необходимое для выполнения одного цикла и возвращения в исходное состояние. Число входных импульсов и состояние счетчика взаимно определены только для первого цикла.

После завершения каждого цикла на выходах последнего триггера возникают перепады напряжения. Это определяет второе назначение счетчиков: деление числа входных импульсов. Если входные сигналы периодичны и следуют с частотой F,,, то частота выходных сигналов равна Fвых=Fвх/Kсч. В этом случае коэффициент счета называется коэффициентом деления и обозначается как Кдел.

У счетчика в режиме деления используется выходной сигнал только последнего триггера, промежуточные состояния остальных триггеров во внимание не принимаются. Всякий счетчик может быть использован как делитель частоты. Поэтому подобное устройство часто называют счетчиком-делителем. Такие делители имеют целочисленный коэффициент деления. Однако элементная база современной микроэлектроники позволяет создавать делители и с дробными коэффициентами деления [5, 8].

Символом счетчиков на схемах служат буквы СТ (от англ. counter — счетчик), после символа проставляют число, характеризующее модуль счета (например, 2 или 10 — СТ2, СТ10).

Основными эксплуатационными показателями счетчика являются емкость и быстродействие. Емкость счетчика, численно равная коэффициенту счета, равна числу импульсов за один цикл.

Быстродействие счетчика определяется двумя параметрами: разрешающей способностью Тр„.„ и временем установки кода счетчика Туст. Под разрешающей способностью подразумевают минимальное время между двумя входными сигналами, в течение которого не возникают сбои в работе. Обратная величина Fмакс=l/Tpаз,cч, называется максимальной частотой счета. Время установки кода Туст равно времени между моментом поступления входного сигнала и переходом счетчика в новое устойчивое состояние. Эти параметры зависят от быстродействия триггеров и способа их соединения между собой.

Счетчики различаются числом и типами триггеров, способами связей между ними, кодом, организацией счета и другими показателями. Цифровые счетчики классифицируются по следующим параметрам [7, 8]:

О коэффициент счета — двоичные (бинарные); двоично-десятичные (декадные) или с другим основанием счета; с произвольным постоянным и переменным (программируемым) коэффициентом счета;

О направление счета — суммирующие, вычитающие и реверсивные;

О способ организации внутренних связей — с последовательным, параллельным или с комбинированным переносом, кольцевые.

Классификационные признаки независимы и могут встречаться в разных сочетаниях: например, суммирующие счетчики бывают как с последовательным, так и с параллельным переносом, они могут иметь двоичный, десятичный и иной коэффициенты счета.

Введением дополнительных логических связей — обратных и прямых — двоичные счетчики преобразуются в недвоичные. Наибольшее распространение получили десятичные (декадные) счетчики, работающие с К„=10 в двоично-десятичном коде (двоичный — по коду счета, десятичный — по числу состояний).

Десятичные счетчики организуются из четырехразрядных двоичных счетчиков. Избыточные шесть состояний исключаются введением дополнительных связей. Возможны два варианта построения схем: счет циклически идет от 0000 до 1001 и исходным состоянием служит 0110B=6D; счет происходит до 1111B=15D (В, D — обозначения двоичного и десятичного чисел). Первый вариант на практике применяется чаще.

В суммирующем счетчике каждый входной импульс увеличивает на единицу число, записанное в счетчик, при этом перенос информации из одного разряда в другой, более старший, имеет место, когда происходит смена состояния 1 на 0.

Вычитающий счетчик действует обратным образом: двоичное число, хранящееся в счетчике, с каждым поступающим импульсом уменьшается на единицу. Переполнение вычитающего счетчика происходит после достижения им нулевого состояния. Перенос из младшего разряда в старший здесь имеет место при смене состояния младшего разряда с 0 на 1.

Реверсивный счетчик может работать в качестве суммирующего и вычитающего. Эти счетчики имеют дополнительные входы для задания направления счета. Режим работы определяется управляющими сигналами на этих входах. В программе EWB такие счетчики представлены ИМС 74163 и 74169 (К155ИЕ18, ИЕ17).

Счетчики с последовательным переносом представляют собой цепочку триггеров, в которой импульсы, подлежащие счету, поступают на вход первого триггера, а сигнал переноса передается последовательно от одного разряда к другому.

Главное достоинство счетчиков с последовательным переносом — простота схемы. Увеличение разрядности осуществляется подключением дополнительных триггеров к выходу последнего триггера. Основной недостаток счетчиков с последовательным переносом — сравнительно низкое быстродействие, поскольку триггеры срабатывают последовательно, один за другим. Счетчики этого класса в библиотеке EWB не представлены.

Максимальная частота счета определяется режимом работы. Если считывание состояния счетчика должно происходить после каждого входного импульса, как это имеет место, например, при счете до заданного числа, то максимальная частота равна Fmax=l/[(m-l)Tэдп+Tсp], где т — число разрядов; Тэдп — задержка переключения одного триггера; Тер — время срабатывания внешнего элемента или считывающей схемы.

Счетчики с параллельным переносом состоят из синхронных триггеров. Счетные импульсы подаются одновременно на все тактовые входы, а каждый из триггеров цепочки служит по отношению к последующим только источником информационных сигналов. Срабатывание триггеров параллельного счетчика происходит синхронно, и задержка переключения всего счетчика равна задержке одного триггера. В таких счетчиках используются JK- и D-триггеры. В схемном отношении они сложнее счетчиков с последовательным переносом. Число разрядов у этих счетчиков обычно невелико (4...6), поскольку с повышением числа разрядов число внутренних логических связей быстро растет.

Счетчики с параллельным переносом применяются в быстродействующих устройствах. Они обладают более высокой помехоустойчивостью, так как в паузах между импульсами триггеры счетчика блокированы. К их недостаткам следует отнести меньшую нагрузочную способность отдельных разрядов из-за дополнительной нагрузки внутренними связями. Каскад, предшествующий счетчику, должен иметь достаточную мощность, чтобы управлять входами нескольких триггеров.

Счетчики с параллельным переносом (их чаще называют синхронными) в библиотеке EWB представлены счетчиками 74160, 74162, 74163 и 74169 (аналоги — К155ИЕ9, ИЕН, ИЕ18, ИЕ17 соответственно).

В счетчике с параллельно-последовательным переносом триггеры объединены в группы так, что отдельные группы образуют счетчики с параллельным переносом, а группы соединяются последовательно. В роли групп могут быть и готовые счетчики. Счетчики этого типа, как правило, многоразрядные. Общий коэффициент счета равен произведению коэффициентов счета всех групп. По быстродействию они занимают промежуточное положение.

Счетчики-делители, оформленные как самостоятельные изделия, имеются в составе многих серий микросхем. Номенклатуру счетчиков отличает большое разнообразие. Многие из них обладают универсальными свойствами и позволяют управлять коэффициентом и направлением счета, вводить до начала цикла исходное число, прекращать счет по команде, наращивать число разрядов и т.п. С помощью готовых счетчиков можно решить большинство практических задач, возникающих перед разработчиком аппаратуры.

В ряде случаев может возникнуть потребность в счетчиках с нетиповыми характеристиками. Они создаются из отдельных триггеров и логических элементов.

Проектирование счетчика сводится к определению числа триггеров и организации связей между ними и логическими элементами, а также вычислению разрешающей способности счетчика (максимальной частоты счета).

На первом шаге проектирования заданный коэффициент счета (деления) преобразуется в двоичный код. Число разрядов двоичного числа показывает, сколько триггеров должен иметь счетчик, а число единиц определяет число входов логического элемента. Входы элемента подключаются к прямым выходам Q тех триггеров, которые соответствуют единицам двоичного числа. Следует только учитывать, что первый, входной триггер отображает младший разряд числа. Выход логического элемента соединяется со входами установки нуля (входы R) всех триггеров, от которых сделаны отводы, а также тех, которые непосредственно за ними следуют.

Результаты проектирования применимы к триггерам разных видов логики, однако реальные схемы при этом могут различаться в деталях. Поскольку принудительная установка в нуль по R-входу у некоторых типов триггеров осуществляется сигналами логического нуля (ТТЛ, ДТЛ), у других — сигналами логической единицы (КМОП), в первом случае должен быть применен логический элемент И-НЕ, во втором — И. Кроме того, в суммирующем счетчике опрокидывание каждого последующего триггера должно происходить тогда, когда сигнал на выходе предыдущего триггера изменяется от 1 к 0, поэтому важен порядок соединения триггеров между собой. Если в счетчике применяются триггеры с прямым управлением (по фронту 0—>1), их входы присоединяются к инверсным выходам предыдущих. В случае триггеров с инверсным управлением входы подключают к прямым выходам. Добавив к исходной схеме несколько дополнительных элементов, можно расширить ее возможности — сделать счетчик с самоостановом (одноразового действия) или обеспечить в режиме деления кратковременный импульс на выходе последнего триггера.

Порядок разработки устройств на базе счетчиков рассмотрим на примере цифровых часов, функциональная схема которых приведена на рис. 9.35. Часы содержат три пары индикаторов для отображения часов, минут, секунд и два одиночных индикатора-разделителя. Индикаторы управляются от подсхем cont24 и cont60 с питанием от источника +5V. В качестве задающего генератора используется функциональный генератор, режимы работы которого показаны на рис. 9.36.

Следует отметить, что представленная на рис. 9.35 схема обладает крайне низким быстродействием, поэтому реализовать режим секундомера путем повышения частоты задающего генератора не удалось. Блок cont60 представляет собой счетчик с коэффициентом счета Ксч=60, его функциональная схема показана на рис. 9.37. Блок содержит подсхему-счетчик cont6 (Kcч=6) и двоично-десятичный счетчик 74160 (К155ИЕ9). Микросхема К155ИЕ9 (74160) — декадный двоично-десятичный счетчик [7]. Он запускается положительным перепадом тактового импульса и имеет синхронную загрузку (предварительную установку каждого триггера по входам А, В, С, D). Несколько счетчиков ИЕ9 образуют синхронный многодекадный счетчик. Сброс всех триггеров — асинхронный по общему входу сброса R (CLR').

Рис. 9.35. Функциональная схема часов


Рис. 9.36. Панель функционального генератора в схеме часов


Рис. 9.37. Функциональная схема счетчика cont60
Счетчик содержит внутреннюю логику ускоренного переноса, и все триггеры получают перепад тактового импульса одновременно. Изменения выходных состояний триггеров совпадают по времени, поэтому в выходных импульсных последовательностях нет пиковых помех. Запускающий тактовый фронт импульса — положительный, причем для варианта этой микросхемы с переходами Шотки буферный элемент тактового входа имеет порог с гистерезисом 400 мВ, что уменьшает чувствительность к импульсным помехам, а также обеспечивает устойчивое переключение триггеров при медленно нарастающем перепаде тактового импульса.
Счетчик ИЕ9 — полностью программируемый, поскольку на каждом из его выходов можно установить требуемый логический уровень. Такая предварительная установка происходит синхронно с перепадом тактового импульса и не зависит от того, какой уровень присутствует на входах разрешения счета СЕР (ENP) и СЕТ (ENT). Напряжение низкого уровня, поступившее на вход параллельной загрузки РЕ (LOAD'), останавливает счет и разрешает подготовленным на входах DO...D3 (А, В, С, D) данным загрузиться в счетчик в момент прихода следующего положительного перепада тактового импульса (от низкого к высокому уровню или при переходе от 0 к 1).
Сброс счетчика ИЕ9 — асинхронный. Если на общий вход сброса R поступило напряжение низкого уровня, на выходах всех четырех триггеров устанавливаются низкие уровни независимо от сигналов на входах С (CLK), РЕ, СЕТ и СЕР. Внутренняя схема ускоренного переноса необходима для синхронизации многодекадной цепи счетчиков ИЕ9. Специально для синхронного каскадирования микросхема имеет два входа разрешения: СЕР (параллельный) и СЕТ (вспомогательный, с условным названием "трюковый"), а также выход ТС (RCD — окончание счета).
Счетчик считает тактовые импульсы, если на обоих его входах СЕР и СЕТ напряжение высокого уровня. Вход СЕТ последующего счетчика получает разрешение счета в виде напряжения высокого уровня от выхода ТС предыдущего счетчика. Длительность высоких уровней (сигнала логической 1) на выходе ТС примерно соответствует длительности высокого уровня на выходе QO предыдущего счетчика.
Для счетчиков ИЕ9 не допускаются перепады от высокого уровня к низкому на входах СЕР и СЕТ, если на тактовом входе присутствует напряжение низкого уровня. Нельзя подавать положительный перепад на вход РЕ, если на тактовом входе присутствует напряжение низкого уровня, а на входах СЕР и СЕТ — высокого (во время перепада или перед ним). Сигналы на входах СЕР и СЕТ можно изменять, если на тактовом входе С присутствует напряжение низкого уровня. Когда на входе РЕ появляется высокий уровень, а входы СЕ неактивны (т.е. на СЕР и СЕТ — низкий уровень), то вместе с последующим положительным перепадом тактового импульса на выходах QO...Q3 (QA, QB, QC, QD) появится код от входов DO...D3.
Подавая сигналы высокого уровня на входы СЕТ и СЕР при низком уровне сигнала на тактовом входе, получим на выходах наложение кодов загрузки и внутреннего счета. Если при низком уровне тактового сигнала на входы СЕТ, СЕР и РЕ поданы положительные перепады, нарастающие от низкого уровня к высокому, тактовый перепад изменит код на выходах QO...Q3 на последующий.
При входных сигналах высокого уровня счетчик К155ИЕ9 (74160) потребляет ток питания 94 мА, К555ИЕ9 (74 LS160A) — 32 мА; если все выходные сигналы имеют низкий уровень, то 101 и 32 мА соответственно. Максимальная частота счета 25 МГц. Время распространения сигнала от входа С до выхода ТС ("Счет закончен") составляет 35 и 27 нс, а время сброса (от входа R до выходов Q) 38 и 28 нс для обычного исполнения и варианта Шотки.
Схема счетчика cont6 показана на рис. 9.38. Счетчик выполнен на трех JK-триггерах в счетном режиме (на J- и К-входы поданы сигналы 1). Для обеспечения коэффициента счета Kсч=6 использована обратная связь на элементе И U2, который срабатывает при коде 110B=6D, при этом сигнал 1 с его выхода через элемент ИЛИ U1 поступает на R-входы триггеров, переводя их в нулевое состояние. Ко второму входу элемента U1 подключен вход R для подачи внешнего сигнала сброса. Поскольку для рассматриваемого счетчика и счетчика 74160 эти сигналы различны (для первого это 1, а для второго — 0), на входе R счетчика cont6 (рис. 9,37) включен инвертор. Схема счетчика часовых интервалов cont24 показана на рис. 9.39. Счетчик выполнен на двух ИМС 74160 и обеспечивает коэффициент Ксч=24.




Контрольные вопросы и задания
1. Что такое счетчик, какого типа они бывают?
2. Каким образом создаются счетчики с коэффициентом счета, не кратным 2?
3. Что такое программируемый счетчик?
4. Разработайте схему счетчика с коэффициентом счета 3 на JK- и D-триггерах (см. схему на рис. 9.38).
5. Проведите моделирование всех функциональных узлов часов на рис. 9.35, выявите недостатки и устраните их.
6. Проведите моделирование и опишите порядок работы счетчика на рис. 9.39.

Регистры

Основное назначение регистров — хранение и преобразование многоразрядных двоичных чисел. Регистры наряду со счетчиками и запоминающими устройствами являются наиболее распространенными устройствами цифровой техники. При сравнительной простоте регистры обладают большими функциональными возможностями. Они используются в качестве управляющих и запоминающих устройств, генераторов и преобразователей кодов, счетчиков, делителей частоты, узлов временной задержки [7, 8]. Элементами структуры регистров являются синхронные триггеры D- или JK-типа с динамическим или статическим управлением. Одиночный триггер может запоминать (регистрировать) один разряд (бит) двоичной информации. Такой триггер можно считать одноразрядным регистром. Занесение информации в регистр называют операцией ввода или записи. Выдача информации к внешним устройствам характеризует операцию вывода или считывания. Запись информации в регистр не требует его предварительного обнуления.

Понятие "весовой коэффициент" к разрядам регистра в отличие от счетчика неприменимо, поскольку весовая зависимость между отдельными разрядами целиком определяется записанной в регистр информацией. По этой причине на условных изображениях регистров нумерация информационных входов и выходов наносится подряд.

Все регистры в зависимости от функциональных свойств подразделяются на две категории — накопительные (регистры памяти, хранения) и сдвигающие. В свою очередь, сдвигающие регистры делятся по способу ввода и вывода информации на параллельные, последовательные и комбинированные (параллельно-последовательные и последовательно-параллельные), по направлению передачи (сдвига) информации — на однонаправленные и реверсивные.

Наиболее простыми регистрами являются регистры памяти. Их назначение — хранение двоичной информации небольшого объема в течение короткого промежутка времени. Эти регистры представляют собой набор синхронных триггеров, каждый из которых хранит один разряд двоичного числа. Ввод (запись) и вывод (считывание) информации производится параллельным кодом. Ввод обеспечивается тактовым импульсом, с приходом очередного тактового импульса записанная информация обновляется. Считывание производится в прямом или в обратном коде (в последнем случае с инверсных выходов).

Регистры хранения представляют собой наборы триггеров с независимыми информационными входами и обычно общим тактовым входом. В таком качестве используются синхронные триггеры, составленные из микросхем, содержащих в одном корпусе несколько самостоятельных триггеров, например К155ТМ8 (74175), К155ТМ9 (74179) и другие, которые можно рассматривать как 4—6-разрядные регистры памяти. Наращивание разрядности регистров памяти достигается добавлением нужного числа триггеров, тактовые входы которых подсоединяют к шине синхронизации.

Рис. 9.40. Схема включения регистра 74173
Регистр К155ИР15 (74173) является библиотечным компонентом EWB и может служить примером устройства хранения с тремя выходными состояниями. Схема его включения приведена рис. 9.40. Отметим крайне неудачное расположение выводов регистра 74173 и их несоответствие оригиналу [7, 8]. Как видно из рис. 9.40, К155ИР15 — четырехразрядный регистр. Он имеет выходы 1Q...4Q с третьим Z-состоянием (при сигнале 1 на выводах G2, G1), а его входы 1D...4D снабжены логическими элементами разрешения записи путем подачи логического 0 на входы М, N (в EWB ошибочно показаны прямыми). Используется регистр как четырехразрядный источник кода, способный обслуживать непосредственно шину данных цифровой системы.
Загрузка информации в регистр производится синхронно с положительным перепадом тактового импульса, если на входах М, N присутствуют напряжения низкого уровня. Если на одном из этих входов напряжение высокого уровня, после прихода положительного тактового перепада в регистре должны остаться прежние данные. Вход сброса CLR имеет высокий активный уровень. Если на входы G2, G1 подано напряжение активного низкого уровня, данные, содержащиеся в регистре, отображаются на выходах 1Q...4Q, присутствие хотя бы одного напряжения высокого уровня на входах разрешения G2 и G1 вызывает Z-состояние (размыкание) для выходных линий. При этом данные из регистров шину данных систем не проходят, выходы регистра не влияют на работу других аналогичных выходов, присоединенных к проводникам шины. На работу входов сброса CLR и тактового С смена уровней на входах разрешения влияния не оказывает.
Регистр К155ИР15 потребляет ток 72 мА и имеет тактовую частоту до 25 МГц; вариант 74LS173 потребляет ток 30 мА, его тактовая частота 30 МГц. Режимы работы генератора в схеме на рис. 9.40 и некоторые кодовые комбинации показаны на рис. 9.41.


Вторым наиболее распространенным классом регистров являются регистры сдвига, которые отличаются большим разнообразием как в функциональном отношении, так и в отношении схемных решений и характеристик. Регистры сдвига, помимо операции хранения, осуществляют преобразование последовательного двоичного кода в параллельный, а параллельного — в последовательный, выполняют арифметические и логические операции, служат в качестве элементов временной задержки. Своим названием они обязаны характерной для этих устройств операции сдвига. С приходом каждого тактового импульса происходит перезапись (сдвиг) содержимого триггера каждого разряда в соседний разряд без изменения порядка следования единиц и нулей. При сдвиге информации вправо после каждого тактового импульса бит из более старшего разряда сдвигается в младший, а при сдвиге влево — наоборот.
На отечественных схемах символом регистра служат буквы RG. Для регистров сдвига указывается также направление сдвига: > — вправо; < — влево; <-> — реверсивный (двунаправленный).
Работу регистра сдвига рассмотрим на примере библиотечного регистра 74195 (К155ИР12), схема включения которого показана на рис. 9.42. ИМС 74195 — быстродействующий регистр для выполнения операций сдвига, счета, накопления и взаимного параллельно-последовательного преобразования цифровых слов. Через вход LD/SH загружаются параллельные данные и производится их сдвиг вправо. Если на этом входе присутствует напряжение высокого уровня, через входы первого триггера J и К в регистр вводятся последовательные данные. Вход J имеет высокий активный уровень, вход К — низкий; если эти входы соединить, получим простой D-вход. Данные сдвигаются в направлении от QA к QB, QC, а затем к QD после каждого положительного перепада на тактовом входе CLK.
Если на входе LD/SH присутствует напряжение низкого (активного) уровня, все четыре триггера регистра запускаются одним тактовым перепадом (от низкого уровня к высокому). Тогда данные от параллельных входов A...D передаются на соответствующие выходы QA...QD. Сдвиг данных влево обеспечивается в схеме, где каждый выход Qn соединен внешней перемычкой со входом Dni, т.е. схема включения на рис. 9.42 соответствует только режиму приема и хранения данных.







Схема включения ИМС в режиме сдвига показана на рис. 9.43, режимы работы генератора слова — на рис. 9.44. Для режима сдвига напряжение на входе LD/SH надо зафиксировать на высоком уровне. Из-за того, что все операции в регистре ИР12 строго синхронны и запускается он фронтом импульса, логические уровни на входах J, К, Dn, LD/SH можно произвольно изменять до прихода фронта запуска. Низким уровнем на входе CLR всем выходным сигналам присваивается низкий уровень.
Напряжение низкого уровня на входе CLR означает также запрет на действие тактового импульса CLK, для правильного сброса данных надо выбрать момент, когда на входе CLK присутствует напряжение низкого уровня.
Контрольные вопросы и задания
1. Что такое регистр, какие функции он может выполнять?
2. Назовите типы регистров и их возможные применения.
3. Проведите моделирование регистра 74133 по схеме на рис. 9.40. При моделировании необходимо выбрать с помощью генератора слова двоичные комбинации, которые позволяют проверить все режимы его работы. Целесообразно также составить так называемую таблицу состояния, напоминающую таблицу истинности [7, 8].
4. Проведите моделирование регистра 74195 в режиме приема данных (рис. 9.42).
5. Для приведенной на рис. 9.43 схемы исследуйте следующие режимы сдвига [7]:
1 — сдвиг и установка по первому каскаду (JK=11); 2 — сдвиг и сброс по первому каскаду (JK=00); 3 — сдвиг и переключение первого каскада (JK=10); 4 — сдвиг и хранение в первом каскаде (JK=01). При этом, как указывалось выше, CLR=1, LD/SH=1, состояние входа А безразлично.

Постоянное запоминающее устройство

Постоянные запоминающие устройства (ПЗУ) делятся на четыре типа [4, 5]:

О масочные, программируемые на заводе-изготовителе с применением специальных масок;

О однократно программируемые потребителем путем пережигания нихромовых или поликремневых перемычек;

О многократно программируемые потребителем со стиранием записанной информации ультрафиолетовым излучением;

О многократно программируемые потребителем с электрическим стиранием информации.

Рассмотрим ПЗУ второго типа, которое состоит из дешифратора nх2n и подключенных к его выходам схем ИЛИ с плавкими перемычками (рис. 9.48). ПЗУ содержит дешифратор 2х4 в виде подсхемы pzti_dcd (А, В — кодовые входы, Е — вход разрешения, активный сигнал высокого уровня), к выходам которых можно подключить четыре элемента 4ИЛИ с дополнительными устройствами. На рис. 9.48 показаны два таких элемента, выполненных в виде отдельных подсхем pzu_unl и pzu_un2. Хотя эти элементы одинаковы, наращивание их на схеме путем копирования исключено из-за наличия пережигаемых перемычек — при наличии одноименных подсхем пережигание перемычки в одной подсхеме автоматически приведет к пережиганию такой же перемычки в другой. Поскольку программа не позволяет копировать подсхемы с их переименованием, все их приходится выполнять полностью. На схеме DO, D1 — выходы младшего и первого разрядов.

Схема дешифратора pzu_dcd показана на рис. 9.49. Дешифратор выполнен на трех элементах НЕ и четырех элементах ЗИЛИ-НЕ на транзисторах (рис. 9.50).

Необходимость выполнения элементов дешифратора на транзисторах объясняется тем, что используемые в программе EWB математические модели цифровых ИМС не всегда позволяют подключать к ним обычные транзисторные схемы и, в частности, применяемые в рассматриваемом ПЗУ ячейки памяти в виде подсхемы pzu_uni. Ее внутренняя структура аналогична структуре ячейки памяти, используемой в ПЗУ К155РЕЗ (рис. 9.51) [5]. В отличие от ИМС К155РЕЗ, в которой в качестве элемента ИЛИ используется многоэмиттерныи транзистор, на рис. 9.51 приведены отдельные транзисторы Т1...Т4, эмиттеры которых через пережигаемые перемычки S1...S4 (имитируются предохранителями на 10 мА) соединены с формирователем на транзисторах Т5, Т6 и стабилитроне D. Транзистор Т5 и стабилитрон D используются только в режиме программирования и в рабочем режиме не оказывают влияния на работу выходного каскада на транзисторе Т6 (каскад с открытым коллектором), поскольку транзистор Т5 закрыт низким потенциалом на его базе (напряжение пробоя стабилитрона D выбирается несколько больше напряжения питания транзистора Т6, подаваемого во второй подсхеме в точку DO или D1 через резистор нагрузки).

Для моделирования процесса программирования к программируемой схеме необходимо подключить дополнительные элементы. Моделирование целесообразно начинать с одноразрядного ПЗУ (рис. 9.52).
Следует отметить, что рассматриваемая модель ПЗУ (как на рис. 9.48, так и на рис. 9.52) достаточно капризна и при некоторых комбинациях входных сигналов моделирование не выполняется. Признаком невозможности моделирования является отсутствие слева от включателя питания (в верхнем правом углу экрана) окошка с индикацией временных интервалов отсчета. По истечении некоторого времени может быть выдана рекомендация изменить установку погрешности моделирования (по умолчанию она равна 1%). Целесообразно установить ее максимально возможной (10%) в меню Circuit (команда Analysis Options, параметр Tolerance). Целесообразно также поварьировать сопротивлениями входных резисторов и резисторов нагрузки элементов НЕ и ИЛИ-НЕ (рис. 9.50), а также попробовать изменить параметры транзисторов. В крайнем случае можно ограничиться простейшим случаем — обойтись без дешифратора и использовать только одну ячейку памяти на рис. 9.51, подключив к выходу и к одному из ее входов дополнительные элементы, как показано на рис. 9.52.
ПЗУ с пережигаемыми перемычками используются чаще всего в качестве специализированных дешифраторов, например для селекции У ВВ.
ПЗУ с ультрафиолетовым стиранием используются в микропроцессорных системах для хранения управляющих программ, в частности, для размещения BIOS (Basic Input/Output System — основная система ввода/вывода, записанная в ПЗУ, отсюда ее полное название ROM BIOS) [22]. BIOS представляет собой набор программ проверки и обслуживания аппаратуры компьютера и выполняет роль посредника между операционной системой (ОС) и аппаратурой. BIOS получает управление при включении системной платы, тестирует саму плату и основные блоки компьютера — видеоадаптер, клавиатуру, контроллеры дисков и портов ввода/вывода, настраивает чипсет платы и загружает внешнюю ОС. При работе под управлением DOS/Windows З.х/95/98 BIOS управляет основными устройствами, при работе под OS/2, Unix, Windows NT BIOS практически не используется, выполняя лишь начальную проверку и настройку.
Обычно на системной плате установлено только ПЗУ с системным (Main System) BIOS, отвечающим за саму плату и контроллеры FDD (флоппи-дисков), HDD (жестких дисков), портов и клавиатуры; в системный BIOS практически всегда входит System Setup — программа настройки системы. Видеоадаптеры и контроллеры HDD с интерфейсом ST-506 (MFM) и SCSI имеют собственные BIOS в отдельных ПЗУ;
их также могут иметь и другие платы — интеллектуальные контроллеры дисков и портов, сетевые карты и т.п.
Обычно BIOS для современных системных плат разрабатывается одной из специализированных фирм: Award Software, American Megatrends (AMI), реже:
Phoenix Technology, Microid Research; в данное время наиболее популяры BIOS фирмы Award. Некоторые производители плат (например, IBM, Intel и Acer) сами разрабатывают BIOS для них. Иногда для одной и той же платы имеются версии BIOS разных производителей, в этом случае допускается копировать прошивки или заменять микросхемы ПЗУ; в общем же случае каждая версия BIOS привязана к конкретной модели платы.
Раньше BIOS помещался в однократно программируемые ПЗУ либо ПЗУ с ультрафиолетовым стиранием; сейчас в основном выпускаются платы с электрически перепрограммируемыми ПЗУ (Flash ROM), которые допускают перепрограммирование BIOS средствами самой платы. Это позволяет исправлять заводские ошибки в BIOS, изменять заводские установки по умолчанию, программировать собственные экранные заставки и т.п.


Тип микросхемы ПЗУ обычно можно определить по маркировке: 27хххх — обычное ПЗУ, 28хххх или 29хххх — перепрограммируемые. Если на корпусе микросхемы 27хххх есть прозрачное окно — это ПЗУ с ультрафиолетовым стиранием;
если его нет — это однократно программируемое ПЗУ, которое можно лишь заменить на другое.
Видео-ПЗУ (Video ROM) — постоянное запоминающее устройство, в которое записаны видео-BIOS, экранные шрифты, служебные таблицы и т.п. ПЗУ не используется видеоконтроллером напрямую, к нему обращается только центральный процессор, в результате выполнения программ, записанных в ПЗУ, происходят обращения к видеоконтроллеру и видеопамяти. На многих современных видеокартах устанавливаются электрически перепрограммируемые ПЗУ (EEPROM, Flash ROM), допускающие перезапись пользователем под управлением специальной программы из комплекта карты.
ПЗУ необходимо только для первоначального запуска видеоадаптера и работы в режиме DOS, Novell Netware и других ОС, функционирующих преимущественно в текстовом режиме; ОС Windows, OS/2 и им подобные, работающие через собственные видеодрайверы, не используют ПЗУ для управления адаптером либо используют его только при выполнении программ для DOS.
При создании видео-BIOS все разработчики придерживаются рекомендаций VESA и VBE. VESA (Video Electronics Standards Association — ассоциация стандартизации видеоэлектроники) — организация, выпускающая различные стандарты в области электронных видеосистем и их программного обеспечения. VBE (VESA BIOS Extension — расширение BIOS в стандарте VESA) — дополнительные функции видео-BIOS по отношению к стандартному видео-BIOS для VGA, позволяющие запрашивать у адаптера список поддерживаемых видеорежимов и их параметров (разрешение, цветность, способы адресации, развертка и т.п.) и изменять эти параметры для согласования адаптера с конкретным монитором. По сути, VBE является унифицированным стандартом программного интерфейса с VESA-совместимыми картами, при работе через видео-BIOS он позволяет обойтись без специализированного драйвера видеокарты.
Контрольные вопросы и задания
1. Какие существуют типы ПЗУ и где они используются?
2. Что такое BIOS для компьютера, видеоконтроллера, накопителя на жестком магнитном диске (винчестера) и других периферийных устройств?
3. Какие типы ПЗУ используются для хранения программ BIOS?
4. Используя схему на рис. 9.52, проведите моделирование процесса программирования ПЗУ с пережигаемыми перемычками.
5. Составьте схему ПЗУ на базе двухразрядного ПЗУ на рис. 9.48 и проведите моделирование процесса программирования одной из его ячеек памяти.

Арифметико-логическое устройство

В разд. 9.2 уже упоминалась ИМС арифметико-логического устройства (АЛУ) 74181 (К155ИПЗ) в связи с возможностью использования ее в качестве четырехразрядного сумматора. Там же указывалось, что эта ИМС обеспечивает 32 режима работы АЛУ в зависимости от состояния управляющих сигналов на входах М, SO...S3. Показанная на рис. 9.53 схема на базе этой ИМС позволяет оперативно реализовать все упоминавшиеся режимы.

Возможные режимы задаются с помощью переключателей О, 1, 2, 3 для подачи сигналов 0 ("земля") или 1 (+5 В) на входы управления SO, SI, S2, S3. В положении переключателя М, показанном на рис. 9.53 (сигнал 0 на входе М), выполняются 16 арифметических операций (16 комбинаций сигналов SO...S3) с учетом переноса по входу Сп (переключатель С в показанном на рис. 9.53 положении) или без учета переноса (сигнал 0 на входе Сп переключателя С). При переводе ключа М в другое положение (на входе М сигнал 1) выполняются 16 логических операций, задаваемых теми же переключателями 0... 3.

Значения четырехразрядных операндов А и В задаются с помощью генератора слова и в шестнадцатеричном коде отображаются на алфавитно-цифровых индикаторах. На выходах FO...F3 результат суммирования отображается индикатором F. При коде 1111 на этих выходах и при равенстве операндов выход А=В переводится в единичное состояние. Поскольку этот выход представляет собой каскад с открытым коллектором, то на него подается питание +5 В через резистор 1 кОм. Выход А=В совместно с выходом переноса CN+4 и выходом Р подтверждения переноса используются для формирования признаков А>В и А<В с помощью дополнительных логических элементов Ul, U2, U3.

Изменяя состояния сигналов на управляющих входах, можно промоделировать большинство функций АЛУ, используемых в микропроцессорах. Приведем перечень этих функций.

Логические функции (на входе М сигнал 1); выполняются поразрядно, переносы не учитываются.

Код 0000 на входах S3, S2, SI, SO; при этом выполняется логическая функция А' — данные со входов А передаются на выходы F с инверсией, может быть использована в команде СМА (здесь и далее используется мнемоника команд микропроцессоров семейства 80хх фирмы Intel).

0001 — (А+В)'— поразрядная операция ИЛИ с инверсией над операндами А и В;

0010 — A'B — операция И инвертированного операнда А и операнда В;

ООН — 0 — нет операции;

0100 — (АВ)' — операция И с инверсией;

0101 — В'— инверсия операнда В;

ОНО — АФВ — операция Исключающее ИЛИ, команда XRA;

0111 — АВ'— операция И над операндами А и инверсией В;

1000 — А'+В — операция ИЛИ над инверсией А и операндом В;

1001 — (А+В)' — операция ИЛИ с инверсией;

1010 — В — передача на выход операнда В;

1011 — АВ — операция И, команда ANA;

1100—1;

1101 — А+В' — операция ИЛИ над инверсией В и операндом А;

1110 — А+В — операция ИЛИ, команда ORA;

1111 — А — передача на выход операнда А.

Арифметические операции (М=0) без переноса (Сп=1) и с переносом (Сп=0, данные приводятся в круглых скобках):

0000 — А — передача на выход операнда (А+1 — суммирование операнда с 1 переноса, команда инкремента).

0001 — А+В — операция суммирования без учета переноса, команда ADD ((A+B)+1 — суммирование с учетом переноса, команда ADC);

0010 — А+В' — операция суммирования операнда А с инверсией операнда В без учета переноса ((А+В')+1 — то же, но с учетом переноса);

ООН — -1 (0);

0100 — А+АВ' (А+(АВ)'+1). Далее мы от комментариев воздержимся в надежде, что из вышеизложенного все и так очевидно;

0101 — (А+В)+АВ'((А+В)+АВ'+1);

ОНО — А-В-1, команда SBB (А-В, команда SUB);

01Н—АВ'-1((АВ)');

1000 — А+АВ(А+В+1);

1001 — А+В, команда ADD (A+B+1);

1010 — (А+В')+АВ ((А+В')+АВ+1);

lOH-AB-l(AB);

1100 — А+А(А+А+1);

1101 — (А+В)+А((А+В)+А+1);

1110 — (А+В')+А ((А+В')+А+1);

1111-А-1(А).

Контрольные задания

1. Проведите моделирование всех перечисленных выше режимов АЛУ (рис. 9.53), предварительно составив неповторяющиеся комбинации на выходе генератора слова.

2. Дополните операции без комментариев описанием выполняемых ими функций.

3. Проанализируйте систему команд микропроцессора 18080 (КР580ИК80) и возможность использования в них логических функций и арифметических операций ИМС 74181.

Цифровые устройства

В главе рассмотрены вопросы моделирования цифровых устройств, начиная от простейших логических элементов до сложных многофукциональных узлов, применяемых в той или иной комбинации в вычислительной технике, автоматике, информационно-измерительной технике и в других областях прикладной радиоэлектроники.

9.1. Логические элементы

9.2. Арифметические сумматоры

9.3. Логический элемент с тремя состояниями

9.4. Мультиплексоры и демультиллексоры

9.5. Шифраторы и дешифраторы

9.6. Цифровой компаратор

9.7. Устройство контроля четности

9.8. Устройство ввода-вывода для IBM PC

9.9. Триггерные схемы

9.10. Счетчики

9.11. Регистры

9.12. Оперативное запоминающее устройство

9.13. Постоянное запоминающее устройство

9.14. Арифметико-логическое устройство

Масштабирующие преобразователи

Масштабирующие преобразователи применяются для приведения выходного сигнала первичного измерительного преобразователя (датчика) к стандартному уровню для дальнейшего преобразования в цифровую форму и обработке в микропроцессорных системах управления или измерения. Такие преобразователи по существу являются усилителями, которые преимущественно выполняются на ОУ в интегральном исполнении, при этом чаще всего используются три схемы включения ОУ, показанные на рис. 10.1.

Усилитель на рис. 10.1, а называется инвертирующим по той причине, что на его выходе сигнал находится в противофазе с входным. Его коэффициент усиления по постоянному току в первом приближении определяется формулой K,,n=R3/Rl, а в диапазоне частот

(10.1)

где

— граничная частота ОУ по уровню 0,707Ко.

Коэффициент усиления по постоянному току неинвертирующего усилителя (рис. 10.1, б) в первом приближении равен Kон=1+R3/R1; а в диапазоне частот определяется выражением (10.1). Частным случаем неинвертирующего усилителя является повторитель напряжения (рис. 10.1, в) с единичным коэффициентом передачи;

он обладает весьма высоким входным сопротивлением и используется для согласования высокоомных датчиков с последующими низкоомными преобразователями.

Одной из важных характеристик усилителей являются их частотные характеристики. Для сравнения характеристик различных усилителей на ОУ воспользуемся схемой на рис. 10.2, а, которая содержит ОУ МС1456, функциональный генератор и измеритель амплитудно-частотных и фазо-частотных характеристик (АЧХ-ФЧХ). Для оценки рабочего диапазона частот усилителя на ОУ измеряют его АЧХ и определяют верхнюю граничную частоту по уровню 0,707, что соответствует спаду усиления на -3 дБ. Из АЧХ усилителя на ОУ МС1456 (рис. 10.2, б) видно, что диапазон частот по уровню -3 дБ составляет О...380 кГц.

Весьма важными характеристиками ОУ являются смещение нуля и паразитные входные токи. Эти параметры определяют точностные характеристики таких устройств как аналоговые вычислительные машины, разнообразная измерительная техника и т.п.

Согласно [23] для инвертирующего усилителя выходное напряжение, вызванное напряжением смещения нуля Vos определяется выражением:
(10.2)
а вызванное входными токами 1bc; и их разностью Ioff — соответственно выражениями:


где значок ¦¦ означает параллельное включение сопротивлений, Ri — входное сопротивление ОУ.
Для моделирования влияния дестабилизирующих факторов на выходное напряжение ОУ используется схема на рис. 10.3. Поскольку в процессе эксперимента придется варьировать параметры ОУ, для предотвращения порчи библиотечного компонента целесообразно организовать новую библиотеку, скопировав в нее выбранный компонент, например, ОУ МС1456.
Моделирование целесообразно проводить в следующем порядке:
в режиме редактирования характеристик ОУ установите значения 1bс=1оff=0, а для Vos, выберите значения 1, 3, 5, 10 мВ и с помощью мультиметра измерьте соответствующие им выходные напряжения Uoos. Полученные данные сравните с результатами расчетов по формуле (10.2);
О установите Vos=0, Ioff=0, для Ibc выберите 1е-10, Зе-10, 5е-10, 1е-9 А и для этих значений измерьте Uos. и сравните с данными расчетов по формуле (10.3); в случае их расхождений попытайтесь объяснить причину, используя эквивалентную схему на рис. 4.72 (заметим, что формула (10.3) получена в предположении, что входные токи Ibc имеют одинаковое направление — или втекающие или вытекающие из входных зажимов ОУ в зависимости от типа используемых во входных каскадах транзисторов);
Э установите Vos=0,Ibc=0, и для Ioff выберите 1е-10, Зе-10, 5е-10 А; для каждого значения Ioff измерьте Uoos и сравните с данными расчетов по формуле (10.4); повторите опыт при Ibc=1е-9 А, после чего сделайте вывод о взаимном влиянии Ioff и Ibc.


Заметим, что размерность и обозначения коэффициента передачи зависят от значений и величин входного и выходного сигнала, например, S=Iвых/Uвх — носит название коэффициента преобразования напряжения в ток; W=Pвых/Iвх — коэффициент преобразования тока в мощность. В частном случае, когда входное и выходное значения сигнала являются однородными, коэффициент передачи называют коэффициентом усиления, который в зависимости от характера входной или выходной величин подразделяют на: коэффициент усиления по напряжению Ku=Uвых/Uвх, коэффициент усиления по току Кi=Iвых/Iвх, коэффициент усиления по мощности Kp=Pвых/Pвx и соответственно в логарифмических единицах Ku=201g(Uвых/Uвх), Ki=201g(Iвых/вх), Kр=101g(Pвых/Pвх).
Многообразие усилительных устройств на ОУ не исчерпывается рассмотренными выше схемами и определяется видом используемой обратной связи. В общем случае обратной связью в электронных усилителях называют связь, которая обеспечивает передачу сигналов из выходных цепей усилителя во входные. Выходной сигнал усилителя в виде напряжения или тока через цепь обратной связи частично или полностью поступает на вход, где происходит вычитание (или сложение) входного сигнала и сигнала обратной связи. Таким образом, на вход усилителя будет поступать сигнал, равный разности или сумме входного сигнала и сигнала обратной связи. В качестве цепей обратной связи обычно используют пассивные цепи, частотные характеристики которых существенно влияют на свойства усилительного устройства в целом.
Приведем определения некоторых наиболее распространенных терминов, используемых в теории усилителей с обратной связью. Петлей обратной связи называют замкнутый контур, включающий в себя цепь обратной связи и часть усилителя между точками подключения обратной связи. Местной обратной связью (местной петлей обратной связи) принято называть обратную связь, охватывающую отдельные каскады или части усилителя. Общей обратной связью называют такую обратную связь, которая охватывает весь усилитель. Обратную связь называют отрицательной, если она уменьшает коэффициент усиления, и положительной, если увеличивает.
Элементы обратной связи всегда существуют в любых усилителях, даже если их не создают искусственным путем. Они обусловлены наличием емкостных, индуктивных и гальванических связей и называются паразитными. Такие обратные связи трудно поддаются расчету и при неправильном проектировании и монтаже усилителя могут привести к его самовозбуждению.
В схемной реализации усилителя и цепи обратной связи возможны варианты, когда обратная связь существует либо только для медленно изменяющейся составляющей выходного сигнала, либо только для переменной составляющей, либо для произвольных значений. В этих случаях говорят, что обратная связь осуществляется по постоянному току, по переменному току, как по постоянному, так и по переменному току. В схеме на рис. 10.48 (см. разд. 10.15) используется обратная связь как по постоянному, так и по переменному току.
В зависимости от способа формирования сигнала обратной связи различают:
обратную связь по напряжению, когда сигнал обратной связи пропорционален выходному напряжению; обратную связь по току, когда сигнал обратной связи пропорционален выходному току; комбинированную обратную связь, когда сигнал обратной связи пропорционален как напряжению, так и току выходной цепи.
По способу введения во входную цепь сигнала ОС различают: последовательную (напряжение сигнала ОС суммируется с входным напряжением), параллельную (ток цепи ОС суммируется с током входного сигнала) и смешанную (с входным сигналом суммируются ток и напряжение цепи ОС).
Для количественной оценки степени влияния цепи обратной связи используют коэффициент обратной связи р, который показывает, какая часть выходного сигнала поступает на вход усилителя; например, для инвертирующего усилителя на рис. 10.1,aB=Rl/R3.
Рассмотрим, как изменяются основные параметры усилителя при введении ОС.
Коэффициент усиления. При положительной обратной связи входной сигнал и сигнал ОС суммируются и коэффициент усиления усилителя определяется выражением: K=Ko/(l-BKo), где Кo — коэффициент усиления усилителя без обратной связи (параметр А в диалоговом окне ОУ). Произведение BКo называют петлевым усилением, а (1-BKo) — глубиной обратной связи.
Значение петлевого усиления при положительной обратной связи ограничено условием BКo<1. При BКo>>1 усилитель становится автогенератором и не может рассматриваться как усилитель, так как выходной сигнал перестает быть однозначно зависимым от входного. Если BКo>1, то любой входной сигнал, вызванный наводками или колебаниями параметров активных элементов, усилится и вернется на вход усилителя равным или больше входного. Суммируясь с ним, он вызывает появление большего выходного сигнала, который, в свою очередь, суммируется с входным и вызывает дальнейшее увеличение выходного сигнала. В итоге любой сигнал, возникший в линейной усилительной цепи, охваченной положительной ОС, вызовет появление выходного сигнала, значение которого нарастает и стремится к бесконечности. В реальном усилителе такое усиление невозможно из-за ограничений выходного сигнала. В результате будет не "бесконечно" большое усиление, а возникновение незатухающих колебаний. Форма колебаний зависит от параметров цепи обратной связи и коэффициента усиления усилителя.
Так как сигнал положительной ОС суммируется с входным сигналом, то дополнительным условием возникновения автоколебаний является нулевой сдвиг фазы между этими сигналами. Таким образом, если на какой-то частоте выполняются условия BКo>1 и фаза ф=0°, то усилитель самовозбуждается, причем, если эти условия выполняются только на одной частоте, то сигнал автоколебаний будет иметь синусоидальную форму. Если условия самовозбуждения выполняются в полосе частот, выходной сигнал будет иметь несинусоидальную форму.
Если усилитель или цепь ОС вносит фазовый сдвиг, равный 180°, то входной сигнал и сигнал обратной связи вычитаются друг из друга и ОС становится отрицательной. Коэффициент усиления усилителя с обратной связью в этом случае К=Кo/(1+BКo). Поскольку для инвертирующего усилителя на рис. 10.1, a B=Rl/R3, то формула K=R3/R1 для расчета усиления на постоянном токе справедлива только при BКo>>1. Это условие является необходимым и для соотношений, использованных нами при анализе сумматоров, интеграторов и других рассматриваемых ниже устройств.
Расчеты показывают [48], что относительное изменение коэффициента усиления усилителя, охваченного отрицательной ОС, вызванное относительным изменением коэффициента усиления самого усилителя, уменьшается в (1+BКo) раз. Изменения параметров цепи обратной связи существенно влияют на коэффициент усиления усилителя, поэтому к их стабильности предъявляют повышенные требования. Например, усилитель имеет параметры Ко =104, B= 0,1; К = 9,990. В результате старения элементов и изменения напряжения питания коэффициент усиления усилителя уменьшился в два раза и стал равным К=5.103. Тогда относительное изменение коэффициента усиления усилителя составит всего 0,2%. Изменение же в два раза коэффициента обратной связи (B=0,05) приведет к изменению коэффициента усиления на 50%.
Таким образом, если выполняется условие BКо>>1, то можно считать, что К не будет зависеть от параметров усилителя и будет примерно равен 1/B. Если цепь отрицательной обратной связи вносит небольшие фазовые сдвиги, то при BКo>>1 фазовый сдвиг усилителя существенно уменьшается и определяется в основном фазовым сдвигом цепи обратной связи.
Выходное сопротивление усилителя зависит от того, каким образом вводится ОС. Если отрицательная ОС вводится по напряжению, то выходное сопротивление уменьшается, если по току -— увеличивается.
Введение ОС широко используется для целенаправленного изменения выходного сопротивления и позволяет реализовать усилители с очень малыми (сотые доли ом) и очень большими (сотни — тысячи мегом) выходными сопротивлениями. При введении ОС по напряжению усилитель приближается к идеальному источнику напряжения, выходной сигнал которого мало изменяется при различных сопротивлениях нагрузки. ОС по току стабилизирует ток нагрузки, приближая усилитель к идеальному источнику тока.
Входное сопротивление также зависит от способа введения во входную цепь сигнала ОС. При ее отсутствии входное сопротивление определяется входными напряжением и током усилителя. При последовательной схеме введения ОС входное сопротивление увеличивается в (1+BКо) раз при отрицательной обратной связи и уменьшается в (1-BКo) раз при положительной.
Введение параллельной ОС эквивалентно включению параллельно входному сопротивлению усилителя дополнительного сопротивления, в результате чего входное сопротивление уменьшается как при отрицательной, так и при положительной ОС. При больших Кo и малом сопротивлении в цепи обратной связи входное сопротивление может составить десятые и тысячные доли ом.
Таким образом, применение ОС позволяет управлять значением входного сопротивления и обеспечивать как достаточно высокие (десятки — тысячи мегом), так и очень малые (десятые — тысячные доли ом) его значения.
Контрольные вопросы и задания
1. Что такое масштабирующий преобразователь, какие схемы используются для его реализации?
2. Используя описанную выше методику определения рабочего диапазона частот ОУ, проведите с помощью схемы на рис. 10.2 сравнительный анализ ОУ следующих типов: LF157 (К140УД23), LM108 (К140УД14), LM358 (К140УД5) и МС1456 (К140УД6). Выберите ОУ с максимальной граничной частотой.
3. Проведите моделирование влияния напряжения смещения нуля и паразитных входных токов ОУ на его выходное напряжение, используя схему на рис. 10.4. Проведите сравнительный анализ дестабилизирующих параметров ОУ, перечисленных в п. 2.
4. Приведите основные определения, используемые в теории усилителей с ОС.
5. Назовите тип ОС, используемой в инвертирующем усилителе на ОУ и эмиттер-ном повторителе (параллельная, последовательная, по току, по напряжению).
6. Какое влияние оказывает отрицательная ОС на стабильность коэффициента усиления?
7. Назовите условия устойчивой работы усилителя с ОС.
8. Каким образом влияет обратная связь на входное и выходное сопротивление усилителя?
9. Для усилителя на рис. 10.4 коэффициент усиления K=Uo/Ui=R2/Rl=1000. Следовательно, при входном напряжении 1 мВ выходное напряжение должно быть равно 1 В, а вольтметр показывает 500 мВ. Объясните причину такого явления.


Рис. 10.4. Инвертирующий усилитель

Дифференциальные и мостовые усилители

Дифференциальные усилители (ДУ) находят применение в качестве масштабирующих преобразователей для датчиков с малым выходным сигналом в условиях сильных промышленных помех, например, термопар, тензометров сопротивлений, емкостных датчиков, датчиков биотоков и т.п.

Простейшая схема ДУ изображена на рис. 10.8. Делитель напряжения на входе используется для того, чтобы коэффициенты усиления сигналов U1 и U2 сделать равными. Выходное напряжение определяется выражением: Uo=(U2-Ul)R2/Rl.

для ее имитации в верхнем источнике напряжение помехи увеличено на 5 мВ. Полученные при этом результаты измерений показаны на рис. 10.11.

Дифференциальные усилители, включенные в мостовую схему и преобразующие приращение сопротивления в напряжение, называются мостовыми. Такие усилители применяются при использовании датчиков, включаемых по мостовой схеме. Различают мостовые усилители с нелинейной и линейной характеристиками.

Схема усилителя первого типа показана на рис. 10.12 [24]. Мостовая схема составлена из резисторов R и резистивного датчика R+r, где r — приращение сопротивления датчика в результате воздействия контролируемого параметра. В общем случае мост может состоять из комплексных сопротивлений — в зависимости от типа датчика (емкостного, индуктивного или чисто резистивного), а его питание осуществляться от источника Up как постоянного, так и переменного тока. Выходное напряжение схемы на рис. 10.12 определяется выражением [24]:

(10.5)

Зависимость Uo от r нелинейна, как и для любого неравновесного моста. Поэтому такая схема применяется только при малых относительных приращениях r/R.

Мостовая схема на рис. 10.13 относится к классу линейных. Ее выходное напряжение определяется выражением [24]:

(10.6).

Контрольные вопросы и задания

1. Что такое синфазная помеха, как она проявляется в дифференциальном, инвертирующем и неинвертирующем усилителях?

2. Проведите моделирование ДУ на рис. 10.10 при напряжении помехи в обоих каналах 10 В. Измерьте напряжение помехи на выходе (выполняется при минимальном значении полезного сигнала, например 1 мкВ). Если результаты измерения не будут соответствовать данным расчета, объясните причину (внимательно просмотрите список параметров выбранного ОУ, обратив особое внимание на значение Кoсoф)

3. Какая разница между дифференциальными и мостовыми усилителями?

4. Для схемы на рис. 10.12 с помощью формулы (10.5) рассчитайте зависимость Uo=F(r) при изменении г в диапазоне 0,01...0,5 кОм и затем проверьте моделированием при напряжении питания моста Up=l В. Найдите ошибку, допущенную в этой схеме в [24], сравнив ее со схемой на рис. 10.10. После определения ошибки выберите сопротивления резисторов моста такими, чтобы они не оказывали существенного влияния на коэффициент передачи ДУ.

5. Проведите моделирование схемы на рис. 10.13 и проверьте справедливость выражения (10.6). Объясните, за счет чего в этой схеме обеспечивается линейная зависимость выходного напряжения от приращения сопротивления г.

Аналоговые вычислительные устройства

К базовым аналоговым вычислительным устройствам относятся сумматор, интегратор и дифференциатор. Они используются в различных измерительных преобразователях и корректирующих звеньях, а также при моделировании систем управления. Как правило, эти устройства выполняются на базе ОУ по схеме инвертирующего усилителя (рис. 10.1, а), обеспечивающего максимальную точность.

Рис. 10.14. Схема двухвходового сумматора

Схема двухвходового сумматора представлена на рис. 10.14. Каждый вход сумматора соединяется с инвертирующим входом ОУ через взвешивающий резистор (R1, R2,...,Rn). Инвертирующий вход называется суммирующим узлом, поскольку здесь суммируются все входные токи и ток обратной связи. Как и в обычном инвертирующем усилителе, напряжение на инвертирующем входе равно нулю (вследствие действия ООС), следовательно, равен нулю и ток, втекающий в ОУ. Таким образом,

Так как напряжение на инвертирующем входе примерно равно нулю, то Uo=Is Rs. После преобразований получаем выражение для выходного напряжения сумматора в следующем виде:

Интегратор — это электронная схема, выходной сигнал которой пропорционален интегралу от входного. Принципиальная схема простого аналогового интегратора показана на рис. 10.15. На этой схеме конденсатор в цепи обратной связи ОУ подсоединен между суммирующим входом и выходом интегратора. Следовательно, напряжение на конденсаторе приблизительно равно выходному напряжению. При воздействии постоянного входного напряжения Ui напряжение на выходе интегратора является линейной функцией времени: Uo=t-Ui/RC. Если напряжение Ui на входе действует неопределенно долгое время, выходное напряжение Uo будет изменяться до тех пор, пока не достигнет величины напряжения насыщения ОУ (в этом можно убедиться после включения схемы). Это происходит потому, что по постоянному току интегратор является усилителем с разомкнутой петлей ОС. Заметим, что в интеграторах с большими постоянными времени RC должны использоваться ОУ с малыми входными токами и конденсаторы с малыми токами утечки.

Рис. 10.15. Схема интегратора




На практике работа интегратора обычно делится на три периода: ввод начальных условий, интегрирование и хранение результата интегрирования. Схема интегратора с имитацией этих режимов приведена на рис. 10.16. Для ввода начальных условий (заряд интегрирующего конденсатора С до напряжения Uio=UyR2/Rl) используется ключ-таймер К1, который срабатывает через 1 с после включения схемы и удерживается в замкнутом состоянии 1 с. Через 2 с после включения срабатывает ключ К2 и начинается процесс интегрирования, который длится 3 с, после чего интегратор переводится в режим хранения (см. рис. 10.17).
Антиподом интегратора по функциональному назначению является дифференциатор (рис. 10.18, а), выходной сигнал которого пропорционален скорости изменения во времени входного сигнала Ui, т.е. Uo=-RC(dUi/dt). При практической реализации этого дифференциатора возникают проблемы с обеспечением его устойчивости, поскольку такое устройство является системой второго порядка и в нем возможно возникновения затухающих колебаний на определенных (обычно высоких) частотах, что подтверждается наличием резонансного пика на его АЧХ (рис. 10.18, б).




В модифицированной схеме дифференциатора, показанной на рис. 10.19, а, дополнительно введен резистор Ri, который сглаживает АЧХ дифференциатора и тем самым предотвращает возникновение паразитных колебаний. Сопротивление
резистора Ri определяется из выражения [18]:


где 2лFoКo — произведение коэффициента усиления на ширину полосы пропускания ОУ (этот параметр часто называют добротностью ОУ). При указанном на рис. 10.19, а значении Ri АЧХ дифференциатора приобретает вид, показанный на рис. 10.19, б, откуда видно, что усиление на частоте 39 кГц уменьшилось почти на 30 дБ (см. рис. 10.18, б), а это означает, что на этой частоте паразитные колебания будут уменьшены на 30 дБ.
Основным критерием при выборе ОУ для дифференциаторов является его быстродействие — нужно выбирать ОУ с высокой максимальной скоростью нарастания выходного напряжения и высоким значением произведения коэффициента усиления на верхнюю граничную частоту (т.е. большой площадью усиления). Однако это не исключает необходимости использования дополнительного резистора Ri.
При проектировании интеграторов и дифференциаторов существенное значение имеет также и выбор типа конденсатора. Поскольку выбор чаще всего ограничивается конденсаторами с диэлектриком, то в таком случае необходимо иметь в виду, что они обладают свойством неконтролируемого накопления зарядов. Это явление называется абсорбцией, сущность которого заключается в следующем (см. рис. 10.20).
При кратковременном замыкании полностью заряженного конденсатора "накоротко", точнее, на малое сопротивление, емкость С (основная часть емкости, обусловленная быстрой поляризацией) разрядится. В то же время емкость Са (часть емкости, обусловленная медленной поляризацией, т.е. абсорбцией заряда) не успеет разрядиться, так как скорость ее разряда будет определяться большой постоянной времени Ca(Ra+Ry), где Ry — сопротивление утечки. После размыкания обкладок конденсатора остаточный заряд емкости Са медленно перераспределяется между емкостями Са и С и создает некоторое напряжение на обкладках конденсатора. Это остаточное напряжение составит лишь некоторую часть начального напряжения и после достижения максимального значения будет постепенно спадать со временем за счет саморазряда конденсатора.
Отношение остаточного напряжения к зарядному напряжению, выраженное в процентах, называется коэффициентом абсорбции Ка. Величина Ка зависит от условий испытания и прежде всего от времени заряда Т1, времени закорачивания Т2 и времени ТЗ установления остаточного напряжения Uост. Обычно выбирают Т2=2...5 с;
при дальнейшем его увеличении величина Ка заметно снижается; увеличение Т1 и Т2 приводит к возрастанию Ка. Обычно указывают значения Ка при Т1=ТЗ=5...15 мин. Для многих типов конденсаторов эти значения не дают правильного представления о максимально возможном значении коэффициента абсорбции, которое может быть получено при длительной зарядке, порядка десятков часов, и таком времени ТЗ, которое соответствует максимальному Uост.
С увеличением емкости конденсатора скорость нарастания напряжения Uост уменьшается, а потому при небольших значениях времени ТЗ величина Ка снижается. При достаточно больших значениях ТЗ величина Ка от емкости не зависит.
Величина коэффициента абсорбции представляет интерес не только при проектировании устройств автоматики и измерительной техники, в которых остаточный заряд на конденсаторах может существенно искажать результаты измерений, но и техники безопасности при обслуживании установок с применением высоковольтных конденсаторов. Поэтому такие установки обычно снабжаются специальными разрядными сопротивлениями или другими разрядными устройствами, обеспечивающими нужную степень безопасности. В некоторых случаях разрядные сопротивления встраиваются непосредственно в конденсатор. При выборе разрядных сопротивлений обычно исходят из требования, чтобы за время не более 30 с с момента отключения конденсатора напряжение на его выводах упало до безопасного значения.
Для серийно выпускаемых конденсаторов Ка при Т1=15 мин и Т3=3 мин находится в пределах от 0,01% для фторопластовых до 15% для керамических, а при Т1=25 ч и ТЗ=5...10 ч соответственно 0,05 и 47% [40].



Рис. 10.20. Эквивалентная схема конденсатора с учетом абсорбционных процессов


Схема для исследования абсорбционных процессов (см. рис. 10.21, а) по сравнению со схемой на рис. 10.20 дополнена контрольно-измерительными приборами, источником Ui испытательного постоянного напряжения, зарядным R1 и разрядным R2 резисторами и программно-управляемыми переключателями S1, S2, предназначенными для задания необходимых временных интервалов Т1 и Т2. Напомним, что для этих переключателей задаются (относительно момента начала запуска моделирования, т.е. после включения выключателя в верхнем правом углу) следующие временные интервалы: Time on (Ton) — время включения и Time off (Toff) — время выключения, т.е. время включенного состояния ключа равно Toff-Ton. Для рассматриваемой схемы эти параметры имеют следующие значения: время включения — 0,1 (5,1) с, время выключения — 5 (6,1) с (в скобках указаны значения параметров для ключа S2), т.е. (см. пояснения к рис. 10.20) Т1=5с,Т2=1с.
Результаты моделирования приведены на рис. 10.21, б, откуда видно: если время ТЗ выбрать из условия ТЗ=Т2=1 с, то остаточное напряжение Uост составит около 3 В, т.е. коэффициент абсорбции в данном случае равен Ka=100Uост/Ui=100-3/10=30%.
Контрольные вопросы и задания
1. Какие функции может выполнять интегратор, кроме основного назначения?
2. Проведите расчет выходного напряжения двухвходового сумматора на рис. 10.14 при указанных на схеме параметрах и сравните полученные данные с результатами моделирования.
3. Проведите моделирование интегратора по схеме рис. 10.16 при С=2 нФ, Uy=2 В, Ui=200 мВ. Результаты моделирования интегратора сравните с результатом расчета по формуле: Uo(t)=Ui-t/RC-UyR2/Rl.
4. Проведите моделирование дифференциатора на рис. 10.20 и исследуйте влияние на АЧХ дифференциатора коэффициента усиления ОУ при разомкнутой отрицательной обратной связи и частоты единичного усиления (параметры А и Fu в окне установки параметров ОУ).
5. Исследуйте зависимость коэффициента абсорбции Ка от промежутков времени Т1 и Т2 для схемы на рис. 10.21, б; в качестве остаточного напряжения используйте его значение в момент Т2+1 с.

Компараторы

Компаратор является одним из важнейших элементов преобразовательной техники, в частности, аналого-цифровых преобразователей, систем предельного контроля и т.п.

Простейший компаратор (рис. 10.28) состоит из ОУ без обратной связи; опорное напряжение Un подается на неинвертирующий вход ОУ. а на инвертирующий вход поступает суммарный входной сигнал Ui' от источников Ui, Up (источник Up имитирует напряжение источника помехи, о чем более подробно сказано ниже). При Ui'>Un на выходе компаратора устанавливается напряжение Uo=-Us (отрицательное напряжение насыщения). В противоположном случае (Ui'< Un) получаем Uo=+Us. Если поменять местами входы, это приведет к инверсии выходного сигнала.

Рис. 10.28. Компаратор напряжения

На рис. 10.29, 10.30 показаны передаточная характеристика компаратора и осциллограммы напряжений.

Компаратор должен переключаться из одного состояния в другое с максимально возможной скоростью. В рассматриваемом компараторе ОУ используется с разомкнутой петлей обратной связи, поэтому отпадает необходимость в частотной коррекции, которая приводит к увеличению времени срабатывания. Время срабатывания — это время, необходимое для переключения компаратора из одного состояния в другое (из точки А в точку В передаточной характеристики на рис. 10.29). Максимальная скорость нарастания выходного напряжения показывает, насколько быстро изменяется выходной сигнал в процессе переключения.

Рис. 10.29. Передаточная характеристика компаратора

Ряс. 10.31. Компаратор с гистерезисом

Если напряжение Ui', поступающее на вход компаратора, содержит помеху Up, то, как видно из осциллограмм на рис. 10.30, это приводит к ложным срабатываниям. Для их предотвращения применяют цепь положительной обратной связи, за счет которой часть выходного напряжения подается на неинвертирующий вход. Та-- кой компаратор называется компаратором с гистерезисом, его принципиальная схема показана на рис. 10.31, а передаточная характеристика и осциллограммы сигналов — на рис. 10.32 и 10.33.

При введении в схему элементов положительной обратной связи (делитель на резисторах Rl, R2) изменяется опорное напряжение. При высоком уровне выходного напряжения +Us опорное напряжение Un возрастает на величину

В результате компаратор будет переключаться из состояния с высоким уровнем выходного напряжения при новом значении


Как только входное напряжение Ui превысит опорное напряжение Un' (точка В на рис. 10.32), выходное напряжение компаратора начнет уменьшаться и через резистор R2 передаваться на неинвертирующий вход, стимулируя дальнейшее падение выходного напряжения. За счет положительной обратной связи этот процесс происходит лавинообразно, и компаратор быстро переключается в противоположное состояние (точка С на рис. 10.32). Поскольку на выходе компаратора действует теперь напряжение Uo=-Us, на его вход по цепи обратной связи передается напряжение


В этом случае устанавливается новое опорное напряжение для состояния с низким выходным уровнем
(точка D на рис. 10.32):


Как видно из осциллограммы на рис. 10.33, после введения положительной обратной связи составляющие помех во входном напряжении уже не вызывают ложных срабатываний компаратора. Ширина петли гистерезиса изменяется варьированием коэффициента передачи делителя на резисторах R1, R2.




Контрольные вопросы и задания
1. Что такое компаратор, в каких устройствах его применяют?
2. Проведите моделирование компаратора на рис. 10.28 при опорном напряжении Un=50 и 200 мВ.
3. Для компаратора на рис. 10.31 проведите моделирование при Un=0,5,0,6 и 0,7 В. Используйте полученные данные при проверке формулы для определения ширины гистерезиса


при напряжении насыщения ОУ 5 В [24].
4. Какие преимущества имеет компаратор с гистерезисом?

Прецизионные выпрямители

Выпрямители используются для преобразования переменного напряжения в постоянное. Простые диодные выпрямители обладают неудовлетворительными характеристиками при выпрямлении напряжений, меньших 0,7 В, так как при этом диод в прямом направлении обладает достаточно большим сопротивлением (см. разд. 8.3). Для исключения этого недостатка в диодном выпрямителе используются ОУ.

На рис. 10.34, а показана схема однополупериодного выпрямителя, который позволяет получать инвертированную копию отрицательной полуволны входного сигнала Ui (см. осциллограммы на рис. 10.34, б). Когда Ui отрицательно, диод D1 смещен в прямом, a D2 — в обратном направлениях и схема функционирует как обычный инвертирующий усилитель с единичным коэффициентом усиления. Для положительного напряжения Ui диод D1 заперт, a D2 находится в проводящем состоянии, благодаря чему возникает отрицательная обратная связь, устанавливающая на выходе ОУ запирающее напряжение для диода D1.

На рис. 10.35, а показана принципиальная схема прецизионного двухполупе-риодного выпрямителя. Положительная полуволна входного сигнала в этой схеме непосредственно передается на выход выпрямителя через цепь обратной связи. Когда входное напряжение больше нуля, на выходе инвертирующего усилителя действует отрицательное напряжение (см. осциллограммы на рис. 10.35, б). Поэтому диод D1 заперт и ОУ фактически не участвует в передаче входного сигнала. При отрицательной полуволне на входе схема функционирует как обычный инвертирующий усилитель с коэффициентом передачи R2/R1. В практических схемах симметрирование выходного сигнала выпрямителя достигается с помощью резистора R3.

Контрольные вопросы и задания

1. Какие ограничения имеют обычные диодные выпрямительные схемы?

2. Проведите моделирование выпрямителей на рис. 10.34, а и 10.35, а при входных напряжениях 1, 10 и 50 мВ.

3. Исследуйте влияние сопротивления резистора R3 на симметрию положительной и отрицательной полуволн выходного сигнала в схеме на рис. 10.35, a.

4. Проведите сравнительный анализ рассмотренных схем выпрямителей со схемой обычного диодного выпрямителя на рис. 10.36 при входных напряжениях 10...800 мВ и сопротивлении нагрузки Ro=0,1...10 кОм.

Рис. 10.36. Схема обычного диодного выпрямителя

Фазочувствительные выпрямители

Фазочувствительные выпрямители (ФЧВ) находят широкое применение в системах управления, например, в системах автоподстройки частоты, в автопилотах, а также в других системах, работающих в условиях высокого уровня помех.

Рассмотрим наиболее простую схему ФЧВ, показанную на рис. 10.37, а. ФЧВ выполнен на одном ОУ, в качестве источника опорной частоты использован генератор синусоидальных колебаний Uon, на выходе которого включено электромеханическое ключевое устройство К с порогом срабатывания 0,1 В. Низкий порог срабатывания при сравнительно большой амплитуде входного сигнала обеспечивает замыкание и размыкание контакта практически при прохождении входного сигнала через нуль. Осциллограммы сигналов при указанных на схеме параметрах генераторов показаны на рис. 10.37, б.

Как видно из рис. 10.37, б, выходное напряжение состоит из отрицательных полуволн входного синусоидального сигнала. Формирование выходного сигнала происходит следующим образом (для простоты рассуждений будем манипулировать амплитудным значением Um входного сигнала Ui). При положительной полуволне Ui ключ К замкнут и ОУ работает в режиме инвертирующего усилителя, при этом его выходной сигнал Uo=-UmR2/Rl=-Um.

При отрицательной полуволне Ui ключ К разомкнут, при этом ОУ работает в режиме дифференциального усилителя, однако при различных коэффициентах передачи по инвертирующему и неинвертирующему входам. Выходное напряжение от инвертирующего и неинвертирующего входов будет определяться соответственно

выражениями:

т.е. суммарный выходной сигнал при отрицательной полуволне будет также равен -Um что соответствует приведенным на рис. 10.37, б осциллограммам.

Контрольные вопросы и задания

1. В каких случаях используется ФЧВ?

2. Проведите моделирование ФЧВ по схеме на рис. 10.37, а при частоте опорного сигнала 5 Гц, объясните осциллограмму выходного сигнала, показанную для этого случая на рис. 10.38. Предлагается также получить осциллограммы для фазы опорного источника 90 и 180° и проанализировать полученные результаты.

Устройства, выборки и хранения

Одной из важнейших характеристик аналого-цифрового преобразования сигналов является апертурное время — временной интервал, характеризующий неопределенность момента преобразования входного аналогового сигнала и вызывающий появление дополнительной (динамической) погрешности преобразования. Неопределенность выражается в том, что выходной код аналого-цифрового преобразователя (АЦП) пропорционален не мгновенному, а усредненному за время преобразования значению входного сигнала. Поскольку время преобразования для большинства АЦП зависит от значения входного сигнала, то в качестве апертурного времени принимается интервал, в течение которого входной сигнал изменяется на единицу младшего разряда АЦП. Это накладывает определенные ограничения на скорость изменения преобразуемого входного сигнала. Так, например, при времени преобразования 8-разрядного АЦП (п=8) Т=100 мкс (время от начала преобразования до момента получения выходного кода) максимальная частота входного аналогового сигнала не должна превышать значения

(10.10)

Для уменьшения апертурной погрешности используются устройства выборки и хранения (УВХ), работающие синхронно с АЦП. Основное назначение УВХ — запомнить мгновенное значение входного аналогового сигнала на время преобразования. В этом случае апертурное время определяется только быстродействием УВХ и может составлять несколько наносекунд, а это означает, что частоту входного аналогового сигнала можно повысить на несколько порядков.

Один из вариантов УВХ показан на рис. 10.39 aоно состоит из ОУ OU1 с запоминающим конденсатором Cm в цепи отрицательной обратной связи и управляемого от источника Uy ключа К. При разомкнутом ключе УВХ находится в режиме хранения выборки аналогового сигнала, подаваемой на вход АЦП (горизонтальные площадки на осциллограммах рис. 10.39, б). Когда преобразование заканчивается, ключ К переводится в замкнутое состояние и на конденсаторе запоминается очередная выборка аналогового сигнала. Напряжение на конденсаторе Cm до момента перехода в режим хранения полностью повторяет по форме входное напряжение, поскольку OU1 функционирует в режиме инвертирующего усилителя с коэффициентом передачи К=К2/К1=1. Инвертирующий усилитель на OU2 выполняет роль буферного.

Недостатком схемы на рис. 10.39, а является увеличение апертурного времени из-за конечного времени заряда конденсатора Cm через резистор R1 (для серийной ИС УВХ типа К1100СК2 это время составляет 100 нс). Однако этот недостаток имеет и положительные свойства. Достоинством этой схемы является возможность повышения помехозащищенности АЦП, если соответствующим образом выбрать частоту квантования (частоту источника Uy) и использовать алгоритмы цифровой фильтрации сигналов при дальнейшей обработке выборок в управляющей микроЭВМ. Простейший алгоритм такой фильтрации рассмотрим на примере уменьшения влияния напряжения помехи сетевой частоты (50 Гц) и ее гармоник. Предположим, что полезный сигнал — постоянное напряжение Е., на которое наложена такая помеха. Непрерывный сигнал в этом случае можно представить как

Если отсчет напряжения берется в момент времени Тц то мгновенное значение напряжения, воспринимаемое ЭВМ, будет равно


Если второй отсчет берется в момент времени


(слагаемое я/О) равно
половине периода сетевой помехи и является известной величиной), то напряжение второй выборки равно


Как видно из сравнения Ео, и Ео2 выборки нечетных гармоник помехи находятся в противофазе. Если полученные отсчеты сложить и разделить на два, то результирующий сигнал


Таким образом, результирующий сигнал состоит из собственно полезного сигнала Es и четных гармоник помехи. Основная и все нечетные гармоники помехи оказываются полностью подавленными. Если далее использовать дополнительную фильтрацию полезного сигнала, то в этом случае необходимо отфильтровывать лишь составляющие помехи с частотами 2w и выше.
Рассмотренный алгоритм подавления помех можно промоделировать, изменяя фазу источника опорного напряжения Uy и сравнивая осциллограммы выходных сигналов на выходе схемы на рис. 10.39, а. Более детальное моделирование можно провести, используя два УВХ (для получения двух выборок) и рассмотренный ранее суммирующий усилитель.
Контрольные вопросы и задания
1. Что такое устройство выборки и хранения и где оно находит применение?
2. Проведите моделирование УВХ на рис. 10.37, а при входном напряжении 10 и 100 мВ.
3. Определите составляющую апертурного времени, вызванную конечным временем заряда конденсатора Cm через резистор R1, и определите в связи с этим ограничения на частотный диапазон входного сигнала по формуле (10.10).
4. Проведите моделирование УВХ на рис. 10.39, а в режиме подавления помех в соответствии с вышеизложенной методикой цифровой фильтрации сигналов.
5. Подготовьте схему устройства цифровой фильтрации, состоящего из двух УВХ и двухвходового сумматора, и проверьте ее работоспособность.

Преобразователи напряжение-ток

Преобразователи напряжения в ток применяются в случае, когда ток в нагрузке должен быть пропорционален входному напряжению и не зависеть от сопротивления нагрузки. В частности, при постоянном входном напряжении ток в нагрузке также будет постоянным, поэтому такие преобразователи иногда условно называют стабилизаторами тока.

Простейшая схема стабилизатора тока, показанная на рис. 10.41, а, представляет собой инвертирующий усилитель, в котором нагрузка Rn включена в цепь отрицательной обратной связи ОУ. Ток в нагрузке будет равен Ui/Rl. Для уменьшения нагрузки на источник входного напряжения он подключается к неинвертирующему входу ОУ. Именно так и сделано в стабилизаторе тока на рис. 10.41, б, для которого ток в нагрузке равен (Ui/Rl)(l+Rl/R2)(l+R2/R4).

В стабилизаторах тока на рис. 10.41 нагрузка не заземлена, что не всегда удобно. С этой точки зрения предпочтительнее стабилизатор тока с заземленной нагрузкой (рис. 10.42). Ток в нагрузке Rn такого стабилизатора определяется формулой Ii=UiA/B, где A=Rl(R4+R5)R2 -R4; B=[Rl(R4+R5)-R2-R3]Rn+Rl R5(R3+R4). Условием независимости Ii от Rn является равенство R1(R4+R5)-R2-R3. В таком случае будем иметь Ii=Ui-R2/(Rl-R5).

Отметим, что если в стабилизаторе на рис. 10.42 подавать Ui через резистор R1 на инвертирующий вход ОУ, а резистор R3 заземлить, то при выполнении условия R1(R4+R5)=R2-R3 ток в нагрузке только изменит знак.

Одним из многочисленных применений преобразователей являются преобразователи сопротивления в напряжение (ПСН), применяемые в сочетании с резистив-ными датчиками. Для построения ПСН обычно включают преобразуемое сопротивление в качестве нагрузки стабилизатора тока. Тогда падение напряжения на этом сопротивлении будет пропорционально его сопротивлению. На практике удобно использовать ПСН, имеющие малое выходное сопротивление. Этому требованию в наибольшей степени отвечает ПСН на основе стабилизатора тока, схема которого показана на рис. 10.41, а. Действительно, напряжение на выходе ОУ в этом стабилизаторе равно Ui-Rn/Rl. Следовательно, в качестве выходного напряжения ПСН можно использовать не падение напряжения на резисторе Rn, а выходное напряжение ОУ. При этом выходное сопротивление такого ПСН будет весьма низким, как и в любом усилителе, имеющем отрицательную обратную связь по напряжению.

Удобен для применения ПСН, выполненный на основе стабилизатора тока на рис. 10.42. Такой ПСН характеризуется не только малым выходным сопротивлением, но и возможностью заземления резистивного преобразователя. Если принять R4=0 и R1-R5=R2-R3, то выходное напряжение ОУ в этом стабилизаторе равно Uo=Ui-Rn(l+R2/Rl)/R3.

Дополнительным достоинством ПСН на стабилизаторе (рис. 10.42) является возможность скорректировать погрешность нелинейности прибора, обусловленную нелинейностью характеристики датчика. Если выбрать R1-R5>R2-R3, то зависимость Uo от Rn будет нелинейной — чувствительность будет падать с ростом Rn. Если же поменять знак неравенства, то, наоборот, чувствительность будет расти с ростом Rn. Следовательно, выбирая знак и величину разности R1-R5-R2-R3, можно получить характеристику преобразования сопротивления в напряжение с компенсацией нелинейности датчика.

Контрольные вопросы и задания

1. Какую функцию выполняют преобразователи напряжение-ток и сопротивление-напряжение?

2. Схема измерителя сопротивления (ПСН) на стабилизаторе тока по схеме рис. 10.41, а показана на рис. 10.43. Какими должны быть значения напряжения Ui и сопротивления R1, чтобы при измерении выходного напряжения Uo показания мультиметра совпадали с сопротивлением измеряемого резистора Rx с коэффициентом кратности 10-k где k — любое целое число, в том числе и ноль. Расчеты подтвердите моделированием.

3. Дополните схему преобразователя на рис. 10.42 необходимыми контрольно-измерительными приборами и проведите ее моделирование, выбрав номиналы резисторов с помощью приведенных выше формул.

Рис. 10.43. Схема измерителя сопротивления Rx

Амплитудные ограничители

На практике часто возникает необходимость ограничить уровень выходного сигнала. Чаще всего это требуется при усилении слабых сигналов при наличии интенсивных импульсных помех, приводящих к перегрузке усилителя. Перегрузка выражается в том, что под воздействием помехи усилитель насыщается и, следовательно, не может выполнять свои функции в течение достаточно длительного времени восстановления (необходимого для перехода обратно в линейный режим).

Амплитудные ограничители, как правило, выполняются по схеме рис. 10.44, в которой в качестве примера используется инвертирующий усилитель, в цепи обратной связи которого использованы встречно включенные стабилитроны D1 и D2.

Рис. 10.44. Двухсторонний ограничитель

Напряжение стабилизации встречно включенных стабилитронов определяет пределы ограничения выходного напряжения. При отрицательном входном напряжении Ui напряжение ограничения определяется напряжением стабилизации D1 и падением напряжения на прямосмещенном стабилитроне D2, при положительном — наоборот. При наличии двух стабилитронов схема называется двухсторонним ограничителем, при наличии одного — односторонним. Односторонние ограничители используются также при согласовании аналогового устройства на ОУ с цифровыми схемами. В этом случае напряжение стабилизации стабилитрона выбирается равным напряжению сигнала логической единицы.

Контрольные вопросы и задания

1. Для какой цели используются амплитудные ограничители?

2. Возможно ли включение цепочки стабилитронов на входе усилителя?

3. Подготовьте модель одностороннего ограничителя для согласования аналогового устройства с цифровыми ИМС серии 155 (напряжение питания +5 В). В качестве источника входного сигнала выберите функциональный генератор в режиме однополярного сигнала, а в качестве регистрирующего прибора — осциллограф.

RС-генераторы

RC-генераторы на базе ОУ выполняются с использованием фазосдвигающих или частотно-избирательных цепей.

Схема RC-генератора первого типа показана на рис. 10.45, a [48]. В ней обратная связь вводится через фазосдвигающую цепь лестничной структуры, состоящую из резисторов R и конденсаторов С. Для получения требуемого коэффициента усиления ОУ охватывается дополнительно частотно-независимой обратной связью через резистор R3.

Для возникновения автоколебаний необходимо, чтобы коэффициент усиления был больше единицы. В то же время для получения минимальных искажений генерируемого сигнала необходимо, чтобы он был близок к единице. Для разрешения этих противоречивых требований в генераторе введена нелинейная обратная связь с помощью диодов VD1 и VD2, которые начинают открываться только после того, как амплитуда автоколебаний превысит постоянное запирающее напряжение смещения, задаваемое с помощью делителей на резисторах Rl, R2. При открывании диодов глубина обратной связи увеличивается и коэффициент усиления уменьшается, что приводит к стабилизации амплитуды автоколебаний. Напряжения смещения диодов обычно подбираются при настройке.

Ориентировочное значение частоты колебаний генератора по схеме на рис. 10.45, а определяется по формуле [48]:

Теперь рассмотрим результаты осциллографических измерений (рис. 10.45, 6). Из осциллограмм видно, что форма колебаний далека от идеальной. Период колебаний, определяемый временным интервалом Т2-Т1 между визирными линейками, равен 375 мс, тогда как по расчету он равен 218 мс. Такое несоответствие вполне возможно, так как использованная формула имеет ориентировочный характер (см. разд. 8.1).

Перестройка частоты автоколебаний цепочечных генераторов затруднена, поэтому их обычно используют только в неперестраиваемых генераторах. Перестраиваемые RC-генераторы чаще всего создаются на основе многокаскадного усилителя, охваченного избирательной положительной обратной связью через мостовую цепь, например, мост Вина. В такой схеме для получения синусоидальных колебаний определенной частоты необходимо, чтобы условия возбуждения выполнялись только для этой частоты. Усилители переменного тока, используемые в подобных генераторах, имеют четное число каскадов, которые обеспечивают фазовый сдвиг выходного напряжения по отношению к входному, кратный 360". Анализ генератора с мостом Вина показывает [48], что при этом необходимо еще обеспечить коэффициент обратной связи, примерно равный 1/3.

На рис. 10.46, а приведена схема генератора с мостом Вина, взятая из каталога схем программы EWB (схемный файл wienoscl.ca4). В ней коэффициент обратной связи R2/(R1+R3) действительно близок к 1/3. Для положительной полуволны выходного напряжения (начиная с 5 В) он несколько меньше за счет нелинейной обратной связи на диоде D1, принцип работы которой аналогичен схеме на рис. 10.45, а. Частота колебаний такого генератора определяется формулой:


Из осциллограммы на рис. 10.46, б видно, что период колебаний составляет 1,26 мс, что практически совпадает с расчетным значением 1,256 мс.
Приведем еще один вариант схемы генератора с мостом Вина из каталога программы, показанной на рис. 10.47. Отличие этого генератора от генератора на рис. 10.46 заключается в введении симметричной нелинейной обратной связи для обеих полуволн выходного напряжения за счет использования двух стабилитронов VD (напряжение стабилизации 5 В) и возможности корректировки изменением соотношения сопротивлений резисторов R1 и R1'.


Следует заметить, что в измерительных генераторах с использованием моста Вина отрицательную обратную связь делают температурнозависимой, причем терморезистор включают так, чтобы с увеличением амплитуды выходного напряжения и, соответственно, температуры терморезистора глубина обратной связи увеличивалась. Такая обратная связь позволяет стабилизировать амплитуду выходного напряжения и обеспечивает минимальное время установления амплитуды автоколебаний [48].
Из схем на рис. 10.46 и 10.47 видно, что перестройка частоты генераторов может осуществляться сдвоенными (находящимися на одной оси) потенциометрами.
Контрольные вопросы и задания
1. Какие схемы используются при построении RC-генераторов на ОУ?
2. С помощью схемы на рис. 10.45, а исследуйте зависимость амплитуды и частоты колебаний от напряжения смещения диодов, задаваемого делителем на резисторах R1 и R2 (целесообразно варьировать сопротивление резистора R1).
3. Исследуйте зависимость формы и амплитуды выходного напряжения генератора на рис. 10.46, а от напряжения смещения диода и коэффициента обратной связи.
4. Исследуйте зависимость амплитуды и формы выходного сигнала генератора на рис. 10.47 от напряжения стабилизации стабилитронов.
5. Используя схему на рис. 10.47, исследуйте зависимость амплитуды и формы выходного напряжения от соотношения сопротивлений резисторов R1 и R1' при неизменном коэффициенте обратной связи, т.е. при R2/(R2+Rl+Rl')=const.

Усилители на ОУ с однополярным питанием

На практике широкое распространение получили устройства, в которых ОУ используются с однополярным питанием. В основном это устройства портативного типа с батарейным питанием (плееры, фотоаппараты, малогабаритные измерительные приборы и т.п.), для которых использование двух источников вместо одного является достаточно серьезной проблемой. В таких устройствах ОУ чаще всего включается по схеме рис. 10.48, в которой режим по постоянному току задается с помощью делителя на резисторах Rl, R2, коэффициент деления которого R1/(R1+R2) обычно выбирается равным 0,5, чтобы рабочая точка находилась в середине амплитудной характеристики усилителя. Источник входного сигнала Ui подключается ко входу усилителя через разделительный конденсатор С. Для развязки цепей усилителя по переменному току от источника питания и в общем случае от других устройств, подключенных к этому источнику, используется блокировочный конденсатор СЬ (в данном случае его наличие не обязательно, поскольку источник питания является идеальным генератором напряжения и паразитная связь через его внутреннее сопротивление отсутствует).

По постоянному току усилитель охвачен 100-процентной отрицательной обратной связью (элементы обратной связи — конденсатор Cos и резисторы Ro, Ros), т.е. на нулевой частоте его коэффициент усиления близок к 1. В полосе рабочих частот, на которых сопротивлением конденсатора Cos можно пренебречь, коэффициент усиления становится равным 1+Ros/Ro.

Ранее мы уже неоднократно использовали измеритель АЧХ-ФЧХ для измерения ампдитудно-частотных и фазо-частотных характеристик в логарифмическом масштабе (ЛАЧХ и ЛФЧХ). Кроме оперативного визуального анализа, такие характеристики удобны тем, что при этом упрощается анализ многокаскадного усилителя может быть представлен как сумма его сомножителей. Для иллюстрации проведем анализ схемы на рис. 10.48, коэффициент передачи которого в операторной форме может быть записан в виде:

(10.10)

где К,(р) — коэффициент передачи входной цепи, образованной разделительным конденсатором С и резисторами Rl, R2; К;(р) — коэффициент передачи собственно усилителя с учетом частотно зависимой отрицательной обратной связи; р — оператор Лапласа.

Коэффициент передачи входной цепи определяется делителем, образованным конденсатором С и параллельно соединенными (по переменному току) резисторами Rl, R2 (входным сопротивлением ОУ пренебрегаем ввиду его большого значения по сравнению с Rl и R2), и равен:

(10.11)

При выполняющихся на практике условиях Кo>>1 и KoRo>>Ros (К. — коэффициент ОУ без обратной связи) коэффициент передачи
(10.12)


Логарифмируя обе части выражения (10.10), получим
(10.13)
Как следует из (10.13), дальнейший анализ можно вести раздельно для каждой составляющей этого выражения. В частности, построение ЛАЧХ сводится к построению зависимости модуля каждого слагаемого от частоты, а затем к суммированию их ординат. Для упрощения операции суммирования ЛАЧХ каждого звена представляют в виде отрезков сопрягающихся друг с другом прямых. При этом вместо оператора р подставляют jw.
Для уяснения методики построения ЛАЧХ рассмотрим первую составляющую. Прежде всего для этого необходимо ввести замену

В таком случае выражение (10.11) преобразуется к виду


Модуль и аргумент этого выражения соответственно равны:
(10.14).
При упрощенном построении ЛАЧХ используются следующие допущения: если

и этим членом можно пренебречь. Если , то пренебрегаем единицей, так как она значительно меньше члена . Соответственно в диапазоне частот, где коэффициент усиления (в дБ)




Таким образом, упрощенная ЛАЧХ может быть представлена в виде двух прямолинейных отрезков (асимптот), которые пересекаются при так называемой сопрягающей частоте, равной 1/Т. Наклон асимптоты (в дБ) можно находить, увеличивая частоту в два (на октаву) или в десять (на декаду) раз, т.е.




Таким образом, наклон 6 дБ на октаву эквивалентен наклону 20 дБ на декаду.
Как показано в [48], наибольшая ошибка в 3 дБ при замене реальной ЛАЧХ на упрощенную имеет место при сопрягающей частоте. Вне интервала, равного двум-трем октавам вправо и влево, точные и приближенные ЛАЧХ совпадают. При этом ЛФЧХ является кососимметричной относительно точки сопряжения, в которой фазовый угол равен 45° (см. выражения (10.14) после подстановки значения сопрягающей частоты). ФЧХ строится в тех же координатах, что и ЛАЧХ, только по оси ординат откладывают фазовый сдвиг в градусах. В пределах одной декады в ту и другую сторону от частоты сопряжения фазовый сдвиг достигает соответственно 0 и 90' с погрешностью для рассматриваемого случая 5,7' и при дальнейшем изменении частоты остается практически неизменным.
Таким образом, если известно аналитическое выражение передаточной функции и его можно разложить на простые сомножители, то построение ЛАЧХ и ФЧХ не вызывает затруднений. Однако для устройств второго порядка возникают существенные затруднения.
Рассмотрим вторую составляющую выражения (10.13). Для этого в первую очередь произведем в (10.12) замену p=jw, после чего получим



Избавимся от мнимого члена в знаменателе, умножив числитель и знаменатель на

. После несложных преобразований получим


откуда получаем выражения для АЧХ и ФЧХ в следующем виде:
(10.15)
Далее поступаем аналогично вышеописанному. На низких частотах, когда


В области средних и высоких частот , в таком случае




Для суммарной ЛАЧХ необходимо определить еще значение модуля в точке сопрягающей частоты, равной, как говорилось выше, 1/Т. После построения расчетной ЛАЧХ ее можно сравнить с результатами моделирования, для чего схема на рис. 10.48 дополняется функциональным генератором и измерителем АЧХ-ФЧХ (рис. 10.49, а). Результаты моделирования приведены на рис. 10.49, б.


Заметим, что, кроме АЧХ и ФЧХ, на практике (чаще всего при анализе автоматических систем управления) используется амплитудно-фазовая характеристика в полярных координатах, которая строится следующим образом. При заданной частоте (начинают с самой низкой частоты, например нулевой) по ФЧХ определяют фазовый угол и откладывают его в виде угла от горизонтальной оси или по часовой, если он положительный, или против часовой стрелки, если он отрицательный. На полученном таким образом луче откладывают значение модуля коэффициента передачи для той же частоты, взятой из АЧХ. Затем переходят к построению следующей точки искомой характеристики.
Контрольные вопросы и задания
1. В каких случаях используется однополярное питание ОУ и как задается при этом режим на постоянном токе?
2. Чему равно максимальное выходное напряжение в усилителе на ОУ с однополярным питанием?
3. Какие преимущества дает использование логарифмических АЧХ при анализе усилительных устройств?
4. Используя данные схемы на рис. 10.49, а и формулы (10.14), (10.15), определите, на какой характерной частоте АЧХ на рис. 10.49, б установлена визирная линейка.

Аналоговые устройства на операционных усилителях

Аналоговые схемы, используемые в устройствах прикладной радиоэлектроники, выполняются во многих случаях на операционных усилителях (ОУ). Приводимые ниже схемные решения различных устройств заимствованы из работ [19, 23—28], некоторые из них имеются и в каталоге схем программы EWB, но без должного описания.

10.1. Масштабирующие преобразователи

10.2. Корректор нелинейности датчика

10.3. Дифференциальные и мостовые усилители

10.4. Аналоговые вычислительные устройства

10.5. Фильтрующие элементы

10.6 Логарифмические усилители.

10.7. Компараторы

10.8. Прецизионные выпрямители

10.9. Фазочувствительные выпрямители

10.10. Устройства, выборки и хранения

10.11. Преобразователи напряжение-ток

10.12. Амплитудные ограничители

10.13. ЛС-генераторы

10.14. Усилители на ОУ с однополярным питанием

ЦАП с весовыми резисторами

Цифро-аналоговые преобразователи используются для преобразования цифрового кода в аналоговый сигнал, например, для управления в автоматических системах исполнительными органами (электродвигателями, соленоидами и т.п.).

Наиболее простой ЦАП с весовыми резисторами (рис. 11.1) состоит из двух блоков. Резистивная схема (матрица) выполнена на резисторах R1...R4. Суммирующий усилитель включает в себя OU и резистор обратной связи Ко. Опорное напряжение Uon (3 В) подключается к резисторам матрицы переключателями D, С, В и А, управляемым одноименными клавишами клавиатуры и имитирующими преобразуемый код. Выходное напряжение Uo измеряется мультиметром.

Если все переключатели замкнуты на "землю", как показано на рис. 11.1, то напряжение на входе и выходе ОУ равно О В. Предположим теперь, что переключатель А установлен в положение, соответствующее логической 1. Тогда на вход ОУ через резистор R1 подается напряжение 3 В. Рассчитаем в этом случае коэффициент усиления напряжения по формуле: K=Ro/Rl=10000/150000=0,066. Отсюда получаем, что выходное напряжение Uo=0,066-3=0,2 В соответствует двоичной комбинация 0001 на входе ЦАП.

Подадим теперь на входы ЦАП двоичную комбинацию 0010. Для этого установим переключатель В в положение, соответствующее логической единице, тем самым подадим на ОУ через резистор R2 напряжение 3 В. Для коэффициента усиления в данном случае получаем K=Ro/R2=10000/75000=0,133. Умножив этот коэффициент усиления на величину входного напряжения, найдем, что выходное напряжение равно 0,4 В.

Таким образом, при переходе к каждому очередному двоичному числу, имитируемому ключами, выходное напряжение ЦАП увеличивается на 0,2 В. Это обеспечивается за счет увеличения коэффициента усиления напряжения ОУ при подключении различных по сопротивлению резисторов. Если бы в схеме на рис. 11.1 мы подключили только один резистор R4 (с помощью переключателя D), то тем самым установили бы коэффициент усиления К=10000/18700=0,535. При этом выходное напряжение ОУ составит около 1,6 В.

Если все переключатели в схеме на рис. 11.1 установлены в положения, соответствующие логическим единицам, выходное напряжение ОУ равно Uon=3 В, поскольку коэффициент передачи в этом случае становится равным 1.

Схема цифро-аналогового преобразователя на рис. 11.1 имеет два недостатка:

во-первых, в ней сопротивления резисторов изменяются в широких пределах, во-вторых, точность преобразования невысока из-за влияния конечного сопротивления транзисторных ключей в открытом и закрытом состояниях.

Контрольные вопросы и задания

1. По какому закону выбираются сопротивления в ЦАП с весовыми резисторами?

2. Рассчитайте коэффициент усиления напряжения ОУ и выходное напряжение ЦАП в схеме на рис. 11.1 для случая, когда в положение, соответствующее логической единице, установлен только переключатель С. Результаты расчета проверьте на модели.

3. Получите выражение для расчета выходного напряжения ЦАП в общем виде и проверьте его на модели.

4. Замените переключатели А, В, С, D программными переключателями (реле времени), имитирующими последовательное во времени с интервалом 5 с появление кодовых комбинаций 0001, ООН, 0111 и 1111.

ЦАП лестничного типа

Схема ЦАП лестничного типа приведена на рис. 11.2. Она состоит из резистив-ной матрицы R-2R, напоминающей лестницу, и суммирующего усилителя. Преимущество такого соединения резисторов заключается в том, что используются резисторы только двух номиналов. Сопротивление каждого из резисторов R1...R5 равно 20 кОм, а резисторов R6...R8, Ro — 10 кОм. Отметим, что сопротивления горизонтально расположенных резисторов "лестницы" ровно в 2 раза больше сопротивлений вертикальных.

ЦАП лестничного типа аналогичен ЦАП с весовыми резисторами. В рассматриваемом примере используется опорное напряжение 3,75 В. Переход к каждой следующей двоичной последовательности на входах приводит к увеличению аналогового выходного сигнала на 0,25 В. Опорное напряжение выбрано равным 3,75 В из соображения удобства сопряжения с ИМС семейства ТТЛ при замене ключей A...D такими ИМС.

Выходное напряжение ЦАП на рис. 11.2 определяется по формуле [32]:

(11.1)

где S,— значение цифрового сигнала (0 или 1) на i-м входе, n — число разрядов преобразования (для схемы на рис. 11.2 n = 4), R — сопротивление резистора матрицы R-2R (R = 10 кОм для схемы на рис. 11.2).

Вариант ЦАП с использованием в качестве коммутирующего устройства двоично-десятичного счетчика 74160 (К155ИЕ9) показан на рис. 11.3.

Из сравнения ЦАП на рис. 11.2 и 11.3 видно, что во втором отсутствует источник опорного напряжения — его роль выполняет сам счетчик-коммутатор. Эквивалентное значение Uon можно получить на основании формулы (11.1) и результатов осциллографических измерений, показанных на рис. 11.4. В частности, максимальное выходное напряжение ЦАП VB2=-2,8125 В, минимальное — VB1=-0,3125 В, их разность — VB2-VB1=-2,45 В.

Контрольные вопросы и задания

1. Чем отличается ЦАП лестничного типа от ЦАП с весовыми резисторами?

2. С помощью формулы (11.1) рассчитайте выходное напряжение ЦАП на рис .11.2 для всех 16 комбинаций переключателей А, В, С, D и сравните полученные результаты с результатами моделирования.

3. Замените переключатели А, В, С, D в схеме на рис. 11.2 программными переключателями, имитирующими последовательное во времени с интервалом 5 с появление кодовых комбинаций 0001, 0010, 0100 и 1000.

4. Используя формулу (11.1) и результаты моделирования, рассчитайте эквивалентное напряжение Uon для схемы на рис. 11.3.

АЦП прямого преобразования

АЦП прямого преобразования являются наиболее простыми и часто встраиваются непосредственно в датчики. Рассмотрим в качестве примера преобразователь постоянного положительного напряжения в частоту (рис. 11.4, а).

АЦП выполнен на двух ОУ, усилитель OU1 включен в режиме интегратора, а усилитель OU2 — в режиме регенеративного компаратора с гистерезисом. Когда выходное напряжение компаратора Uf имеет максимальное положительное значение Ui, диод VD смещен в обратном направлении и напряжение Us на выходе OU1 (см. осциллограммы на рис. 11.4, б) уменьшается по линейному закону со скоростью, определяемой амплитудой входного положительного сигнала Ui, до тех пор, пока не достигнет значения UiRl/R2. В этот момент компаратор переключается в другое состояние, при котором напряжение на его выходе равно максимальному отрицательному значению Us, диод VD открывается и выходное напряжение интегратора быстро нарастает до значения U2R1/R2. При этом компаратор возвращается в первоначальное состояние и цикл повторяется.

Так как время нарастания выходного напряжения интегратора значительно меньше времени спада, которое обратно пропорционально амплитуде входного сигнала, частота циклов повторения F будет прямо пропорциональна входному напряжению. Пренебрегая собственным временем переключения компаратора, можно записать следующее выражение для частоты выходных импульсов:

(11.2)

На самом деле размах напряжения Us на выходе OU1 несколько больше величины (R1/R2)(U1-U2) из-за отличного от нуля значения времени переключения компаратора, а частота соответственно меньше значения, определяемого выражением (11.2), причем это расхождение будет особенно значительным при больших амплитудах входного сигнала.

С указанными на рис. 11.4, а номиналами элементов схема должна обеспечивать линейность преобразования не хуже ±1% в диапазоне изменения входных напряжений 20 мВ...10 В, при этом частота выходных импульсов F должна изменяться от 20 Гц до 10 кГц [25].

Контрольные вопросы и задания

1. Что такое АЦП прямого преобразования, в каких устройствах его целесообразно применять?

2. Проверьте работоспособность схемы на рис. 11.4, а и исследуйте зависимость частоты выходного сигнала от входного напряжения в диапазоне 20 мВ...10 В. Проверьте справедливость формулы (11.2).

Преобразователь на управляемых источниках

Источники напряжения, управляемые напряжением (ИНУН), программы EWB 5.0, которые могут использованы в преобразователях напряжение-частота, показаны на рис. 11.14.

Рис. 11.14. ИНУН с выходным напряжением прямоугольной (а), треугольной (б) и синусоидальной формы (в)

Все три источника имеют практически одинаковый набор параметров. Диалоговые окна задания параметров для источника с выходным сигналом прямоугольной формы показаны на рис. 11.15. На рис. 11.15, а первые пять параметров определяют характеристики выходного прямоугольного импульса: нижний L и верхний уровень Н импульса, коэффициент заполнения D, длительность переднего TR и заднего TF фронтов. Параметр N определяет количество точек, в которых заданному входному напряжению в строках параметров С1...С5 будет соответствовать заданная частота в строках параметров F1...F5.

Схема включения ИНУН с выходным напряжением прямоугольной формы показана на рис. 11.16, а. Кроме собственно ИНУН VF схема содержит источник ли-нейно изменяющегося (пилообразного) напряжения на интеграторе (элементы ОУ1, R1 и С1)) постоянного напряжения U.

Осциллограммы сигналов на входе и выходе ИНУН, параметры которого установлены в соответствии с данными на рис. 11.15, показаны на рис. 11.16, б, откуда видно, что при входном напряжении около 10 В (результаты измерений в строках VA1 и VA2 индикаторных окон) длительность двух периодов импульсной последовательности составляет около 200 мс (результаты измерений в строке Т2-Т1 индикаторного окна), т.е. частота импульсов соответствует установленным значениям параметров С2 и F2 в диалоговом окне на рис. 11.15, а. Таким образом, коэффициент преобразования составляет 1 Гц/В.

Контрольные вопросы и задания

1. Рассчитайте коэффициент нелинейности преобразования схемы на рис. 11.17 при малых входных напряжениях, если в качестве коэффициента преобразования принять значение 1Гц/В?

2. Проведите испытания схемы преобразователя на рис. 11.16, а при значениях параметров Fl, F2, и F3, увеличенных в 10 и 100 раз по сравнению с рассмотренным случаем. Определите минимальное входное напряжение, при котором нелинейность преобразования не превышает 10% .

Аналогo-цифровые и цифро-аналоговые преобразователи

Аналого-цифровые (АЦП) и цифро-аналоговые преобразователи (ЦАП) применяются в информационно-измерительных системах, в технике связи, в цифровом телевидении, в бытовой технике и т.п.

11.1. ЦАП с весовыми резисторами

11.2. ЦАП лестничного типа

11.3. АЦП прямого преобразования

11.4. Преобразователь на интегральном таймере

11.5 Библиотечные ЦАП и АЦП

11.6. Преобразователь на управляемых источниках

Выпрямители и сглаживающие фильтры

Выпрямительные устройства используются для преобразования переменного напряжения в постоянное. Выпрямительное устройство обычно состоит из трансформатора, полупроводниковых диодов, осуществляющих выпрямление переменного напряжения, и сглаживающего фильтра, уменьшающего пульсацию выпрямленного напряжения.

Для работы выпрямителей принципиальное значение имеет характер фильтра, включенного на выходе выпрямителя. Выпрямители, нагруженные на фильтр в виде конденсатора, используются в широком диапазоне выпрямленных напряжений и мощностей. Трансформаторы этих выпрямителей должны иметь большую мощность, чем выпрямители с индуктивным фильтром. К недостаткам выпрямителей с емкостным фильтром относятся большая амплитуда тока через выпрямительный диод в момент включения источника.

Выпрямители с индуктивным фильтром применяются в широком диапазоне выпрямленных напряжений при мощностях от десятков ватт до нескольких киловатт и при токах свыше 1 А. Такие выпрямители имеют меньшее внутреннее сопротивление по сравнению с выпрямителями с емкостным фильтром, что уменьшает зависимость выпрямленного напряжения от тока нагрузки. Применение индуктивного фильтра ограничивает импульс тока через диод. Недостатком выпрямителей с таким фильтром являются перенапряжения, возникающие на выходной емкости и на дросселе фильтра при включении выпрямителя и при скачкообразных изменениях тока нагрузки, что представляет опасность для элементов самого выпрямителя и его нагрузки.

Выпрямители без сглаживающего фильтра применяются сравнительно редко и в тех случаях, когда пульсации напряжения на нагрузке не имеют существенного значения. Сглаживающий фильтр также часто отсутствует в многофазных выпрямителях, имеющих малую пульсацию выпрямленного напряжения.

Выбор схемы выпрямителя зависит от ряда факторов, которые должны учитываться в зависимости от требований, предъявляемых к выпрямительному устройству. К ним относятся: выпрямленное напряжение и мощность, частота пульсации выпрямленного напряжения, число диодов, обратное напряжение на диоде, коэффициент использования мощности трансформатора, напряжение вторичной обмотки. Повышение частоты пульсации позволяет уменьшить размеры сглаживающего фильтра.

Однополупериодную схему (рис. 12.1, а) обычно применяют при выпрямленных токах до нескольких десятков миллиампер и в тех случаях, когда не требуется высокой степени сглаживания выпрямленного напряжения. Эта схема характеризуется низким коэффициентом использования мощности трансформатора. Коэффициент пульсации на выходе такого выпрямителя, определяется по приближенной формуле: Kn=6400/RnC. Здесь и далее сопротивление нагрузки — в омах, емкость фильтра — в микрофарадах, частота питающей сети — 50 Гц.

Двухполупериодный выпрямитель со средним выводом вторичной обмотки трансформатора (рис. 12.1, б) применяют в низковольтных устройствах. По сравнению с однофазным мостовым выпрямителем он позволяет уменьшить вдвое число диодов и тем самым понизить потери. Коэффициент пульсации определяется по приближенной формуле: Кn=1920/(RпС).

Рис. 12.3. Выпрямитель с умножением напряжения


Отметим, что в каталоге схем программы имеется выпрямитель по схеме рис. 12.4 (файл 3phase.ca4). Обращаем внимание на необходимость при моделировании установить для источников Ul, U2, U3 соответствующую начальную фазу.
Допустимые пульсации на выходе источников питания зависят от характера нагрузки и могут составлять от тысячных долей процента (первые каскады микрофонных усилителей) до единиц и десятков процентов (исполнительные устройства). Для уменьшения пульсации используются дополнительные фильтры.
Г-образный индуктивно-емкостный (LC) фильтр (рис. 12.5, а) применяется в источниках средней и большой мощности вследствие того, что падение напряжения на фильтре можно сделать сравнительно малым и тем самым обеспечить более высокий КПД.
Недостатки LC-фильтров:
1) сравнительно большие размеры и вес (при низкой частоте первичного источника);
2) дроссель фильтра является источником помех, создаваемых магнитным полем рассеяния;
3) дроссель фильтра иногда является причиной сложных переходных процессов, приводящих к искажениям в работе устройств (усилителя, передатчика и т.п.);
4) фильтр не устраняет медленных изменений питающих напряжений.
Произведение LC (Гн-мкФ) зависит от необходимого коэффициента сглаживания К, (отношение коэффициента пульсации на входе фильтра к коэффициенту
пульсации на его выходе) и определяется по формуле;

где
Fc — частота выпрямляемого тока (Гц); m — количество фаз. Для однополупериод-ной схемы m=1, для двухполупериодной и мостовой, а также для параллельной схемы удвоения m=2.
Для двухполупериодной или мостовой схемы при частоте сети 50 Гц


Величины L и С должны быть выбраны так, чтобы выполнялось условие


Если произведение LC больше 200...250, то фильтр следует
делать двухзвенным, причем второе звено можно выполнить по схеме ЕС-фильтра.
Г-образный реостатно-емкостный фильтр (рис. 12.5, б) целесообразно применять при малых выпрямленных токах (менее 15... 20 мА) и небольших значениях коэффициента сглаживания. Такой фильтр является достаточно дешевым, имеет малые размеры и вес. Его недостатком является малый КПД из-за большого падения выпрямленного напряжения на сопротивлении фильтра. Произведение ЕС (Ом-мкФ) определяется по формуле: EC=150000Kc/(mFc). Сопротивление Е выбирается из условия допустимого падения выпрямленного напряжения на фильтре.



Рис. 12.6. Фильтр с полупрбводниковым триодом
Фильтр с полупроводниковым триодом показан на рис. 12.6. Принцип его действия основан на том, что для переменной составляющей пульсирующего тока транзистор представляет сравнительно большое сопротивление, а для постоянного тока его сопротивление намного меньше. Транзистор включен последовательно с нагрузкой. Цепочка El, C1 обеспечивает постоянство тока эмиттера при кратковременных изменениях тока нагрузки и должна иметь большую постоянную времени. Сопротивлением Е2 устанавливается режим транзистора по постоянному току. Транзистор выбирается так, чтобы ток нагрузки фильтра был не менее, чем в 2 раза меньше максимального допустимого тока коллектора. Наибольшее напряжение между коллектором и эмиттером, которое может возникнуть в момент включения выпрямителя, не должно превышать максимально допустимого напряжения на коллекторе. Мощность рассеяния на триоде также не должна превышать допустимой. Сопротивление резистора Е1 выбирается в пределах 80... 100 Ом, Е2 — порядка десятков кОм. Емкость конденсатора Cl>l/(2mFcEl).
Контрольные вопросы и задания
1. Дайте определение коэффициента пульсации, какие значения он может принимать в зависимости от типа аппаратуры и отдельных ее блоков?
2. Для каждой из приведенных выше схем выпрямителей определите зависимость коэффициента пульсации от емкости фильтрующего конденсатора и сопротивления нагрузки.
3. Путем моделирования проверьте справедливость приближенных выражений для коэффициентов пульсации рассмотренных схем выпрямителей.
4. Проверьте эффективность использования в выпрямителях транзисторного и Г-образных фильтров (при моделировании выберите емкости конденсаторов этих фильтров одинаковыми). Определите коэффициент сглаживания фильтров.

---

---